第三节单端反激式开关电源的参数分析与计算公式

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第二节 TOPSwitch组成单端反激式开关电源的设计流程图

TOPSwitch是内含高压功率MOSFET开关管的单片复合IC器件，它包含所有的模拟和数字控制电路，能完成隔离变压、调整稳压、自动保护等开关电源需要的全部功能。由于IC外部元器件很少，因此它能大为简化电源的设计。又因它的开关频率高达100KHz，从而能明显缩小电源变压器的尺寸，并且允许使用更小的储能元件。当电网电压为85-265VAC时其输出功率功率可达50W，当电网电压为195-265VAC时，输出功率则达100W。

设计一台单端反激式离线开关电源，涉及到电气工程的许多方面：模拟电路和数字电路的结构，双极管和MOS功率管器件的特征，磁性材料的考虑，热温升的散发，过流和过压的安全防护，控制回路的稳定性能等。这就提出了一个巨大的挑战：它的设计涉及到需要综合协调的许多可变因素。正是由于TOPSwitch的高度集成化，才使得这项设计任务被大大地简化。因为它有效的缩减了设计变数项目，并且建立了IC内部回路的稳定性，所以发展成为一种简单的逐步设计方法，使之容易遵循参照，并指引读者从TOPSwitch的设计流程图中，快速的得到较满意的结果。

一台开关电源的设计，本质上是一件把许多变数调节到最佳值的反复过程。它的设计方法大体上可有下述三部分：一是完整的设计流程图，而是简明扼要的设计步骤，三是深化的数据信息处理。

在构思阶段的流程图，是做成一个框图来提供全局的概貌，并指出完整的设计步骤。该逐步设计程序是设计方法的一种简化模式，在执行程序阶段，他自始至终指导读者如何按给定的电源系统指标要求和规范，运用经验规则，查阅表格和简化的图示项目，来完成所需的TOPSwitch反激式电源的设计

在优化最佳数据和信息的过程中，可利用关键的基本工作数据作为设计指南，例如一些方程式和导向图标等。在以上三者之间，它们提供了前后相互参照的内容，让读者能开阔思路，在给定的阶段执行有关程序，实现最佳参数，这有利于深入理解和进一步优化数据。由于TOPSwitch器件电路的高度集成化，过去设计这类电源的一些争论，均在芯片中得到解决。只有少量需要调节的器件留在IC外面加以安排，这就能维持它的基本电路结构不变。

有关反馈变换器要求的特殊应用，例如恒定电流输出、恒定功率输出等，详见有关文献。对于用TOPSwitch的反馈电路，只需在基本的变换器电路结构上增加一些改进措施，因为它们都设置在IC外围。有四种不同的反馈电路形式可供选用，其中两种反馈回路是受光耦器件控制的。另外两种反馈回路是偏置绕组只接阻容（或再串二极管）加到IC。这取决于开关电源对输出电压和输出电流的要求指标。

TOPSwitch产品手册给出的设计流程图，共有35个设计步骤，现把其设计步骤归纳为以下四个阶段：

1) 根据用户的要求，确定所需电源的基本指标，并且确定相应的反馈电路结构：指标较高

者选用光耦反馈控制电路，指标较低者可选择反馈绕组直接阻容（或再串联稳压二极管），加到TOPSwitch的偏置脚端；

2) 选择足够的最小功率规格TOPSwitch-IC器件；

3) 根据已选的TOPSwitch器件，设计最小号的主功率变压器； 4) 合理选择其他所有外部元器件参数。

在几个步骤分解概述之后，深化的逐步设计程序，本章还将给出反激式开关电源所有重1

要的计算公式，便于让读者自行完成大部分计算，以缓解设计者在反激式电源设计中遇到的错综复杂、冗长乏味的麻烦。在前面的讲解中，简明扼要地给出了基本原则和各式各样的表格。例如，在输出整流器二极管的表格中，分两类不同用场的整流器：一是低压肖特基二极管，二是超快恢复反向电压较高的二级管，并且给出它们的几种型号、主要电气参数和产品厂家。

下面将按主要的步骤和阶段，展开讨论用TOPSwitch组成的单端反激式开关电源的设计方法。它适用于100kHz工作频率下的许多5～10W、20～60W中小功率稳压电源。它是掌握这一类较特殊的反激式高频开关电源的有效方法，起到“纲举目张”的作用。

为简化分析，对下面讨论的几个分散内容适当作了调整，合并同类项，把原第3、4、5步骤，合并到第一步骤。

【1】 步骤1、3、4、5 根据用户的要求，确定设计电源的电网交流输入电压值，有三种

典型类别：一是输入为100～115VAC，二是输入为通用范围85～265VAC，三是输入为230VAC时，对应的电网电压最小值和最大值VACMIN、VACMAX；不同直流输入电压值相应的原边反射输入电压值VOR、原边齐纳二极管箝位电压值VCLO。 电网输入交最小交流电流电压（V） 压值（V） 最大交流电压值（V） 整流后最小原边反射输齐纳二极管直流电压（V） 出电压（V） 箝位电压（V） VAC 100/115 通用 230 VACMIN 85 85 195 VACMAX 132 265 265 VDCMIN VOR 60 135 135 VCLO 90 200 200 90 90 240 另外，还需要确定电源的输出电压、输出功率、效率等，分别如下：

(1) 电网频率fL：为50Hz或者60Hz；TOPSwitch的开关频率fS：为100kHz； (2) 输出直流电压VO：＋5、＋、＋12、＋15等，单位用福特（V）； (3) 输出功率PO：5、10、15、20、25、30、40、50等，单位用瓦特（W）； (4) 电源整机效率：若无较好的参考数据，可取＝； (5) 损耗分配因数Z：若无较好的参考数据，可取Z＝；

(6) 根据电网电压来确定输入储能电容器CIN和变换器最小直流输入电压VDCMIN。 设电网全桥整流器的导电时间为3ms，选择输入储能电容器CINF：当电网输入为100/115VAC或通用输入85～265VAC条件下，按输出功率值的瓦特数乘上2～3F；而当电网输入为230VAC时，CIN取值按输出功率值的瓦特数乘上1F。

(7) 根据最小直流输入电压VDCMIN和原边反射输出电压VOR，来确定电网电压为最

低值时的最大占空比DMAX，此时设TOPSwitch导通时的漏－源电压为VDS＝10V。

【2】 步骤2 根据设计电源要求的输出电压稳定精确度、负载电流变化的调整率、电网

电压变化的调整率等要求，来确定反馈传感电路的结构（有四种）与偏置电压值（有三种）。 2

输出电压稳定精度 负载变化调整率 电网变化调整率 反馈电路结构选取 偏置电压VB数值（V） ％ ％ ％ ％ 【3】

％ ％ ％ ％ ％ ％ ％ ％ 光耦/TL431 光耦/齐纳管 原边增强型 原边基本型 12 12 步骤6、7 根据不同的电网输入电压条件，按连续工作状态与非连续工作状态的原

边电流比例因数KRPIR/IP，可得到不同的原边脉动电流与峰值电流之比值KRP。

开始选用时，先从最小值选取，即当电网输入电压为100/115VAC或者通用输入时，

KRP＝；当电网输入电压为230VAC时，取KRP＝。

然后，再根据有关计算公式分别得到四个不同的原边电流参数值：

a) 计算原边平均输入电流值：IAVG（A）； b) 计算原边峰值电流值：IP（A）； c) 计算原边脉动电流值：IR（A）；

d) 计算原边有效电流值（均方根值RMS）：IRMS（A）。

【4】 步骤8、9、10 选择功率容量足够的最小型号的TOPSwitch器件，即在实际的温升也限制之下，根据最小电流限制的规范（见如下关系式），从尽可能小的三端TOPSwitch工作电流开始考虑选用器件：

IDS0.9ILIMITIP

当有必要时，应选择功率容量较大型号TOPSwitch产品。

【5】

步骤11 对照要求的峰值电流IP来检验所选TOPSwitch的最小限制电流ILIMIT，可

增大电流比例因数，知道KRP＝，或者IP0.9ILIMIT，反复调节。 【6】

步骤12、13 首先计算变压器的原边电感LP，根据输出功率来选择变压器磁芯材

料与骨架尺寸，确定一下四项参数：

a) 磁芯有效截面积Ae（cm）； b) 磁芯的有效磁路长度Le（cm）；

c) 磁芯无气隙时的有效电感量（即电感因数）：AL（nH/匝数的平方）； d) 绕线骨架的宽度BW（mm）。

【7】 3

步骤14 设置变压器原边绕组匝数的绕制层数，先取绕制层数为四层，在调节过程

2

中维持在绕制层数为～之间。副边绕组匝数NS的选择有如下两种情形：

a) 当电网电压为100/115V时：每伏特取匝；

b) 当电网电压为230V和通用输入时：每伏特取匝。 并且绕制层数与副边绕组匝数均需要反复调节。

【8】

步骤15 计算原边绕组匝数NP和偏置绕组匝数NB的选择有如下两种情形：

a) 二极管正向电压：对于P/N型二极管取，对肖特基二极管取； b) 设置输出整流器正向电压VD； c) 设置偏置整流器正向电压VDB； d) 计算原边绕组匝数NP； e) 计算偏置绕组匝数NB。

【9】

步骤16～22 选择磁芯的最大工作磁通密度Bm在2000～3000GS范围内；磁芯的气

隙长度值应当Lg0.051mm；合理选择原边导线铜截面的最小直径DIA（mm）、原边绕制漆包线的最大直径OD（mm）；原边绕组的电流容量CMA；以每安培的铜导线截面圆周长度限制在200～500mils（mils为千分之一英寸：118mils3mm）。对绕制线圈的绝缘，当电网电压为230VAC或者为通用输入时，应设置安全边缘界限为3mm（即118mils）；当电网电压为110～115VAC时，设置安全边缘为（即59mils）。如副边绕组用三重绝缘导线，可不设置安全边缘界限。 三相参数变化方向 层数 Bm ―― Lg ―― CMA   NS 磁芯骨架         【10】 步骤23 确定副边的参数ISP、ISRMS、IRIPPLE、DIAS、ODS

a) 副边峰值电流ISP（A）； b) 副边电流有效值：IRMS（A）； c) 输出电容器的脉动电流：IRIPPLE（A）； d) 副边导线铜界面的最大直径：DIAS（mm）； e) 副边绕制漆包线的最大外径：ODS（mm）。

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【11】 步骤24 确定副边绕组最大峰值反向电压PIVS（V）、并确定偏置绕组最大峰值反

向电压PIVS（V）。

【12】 步骤25 选择其他外部元器件。首先是根据电网交流输入电压和箝位齐纳电压

VCLO，合理地选用选用接在原边绕组与MOSFET漏极间地箝位齐纳二极管与阻断二极

管。 电网输入交流电压箝位齐纳电压VCLO（V） 90 200 200 箝位齐纳二极管型阻断二极管型号、反号、反向电压、功率、向电压、功率、厂家 厂家 P6KE91:91V/5W MOTOROLA P6KE200:200V/5W MOTOROLA P6KE200:同上 BYV26B:400V/1A (UFR)PHILIPS BYV26C:600V/1A (UFR)PHILIPS BYV26C:同上 VAC（V） 100/115 通用输入 230 【13】 步骤26 选用输出整流器二极管型号，要注意反向电压值VR1.25PIVS。VR是

整流器二极管的产品额定反向耐压。要求整流器二极管的工作电流ID3IO，式中电流ID是二极管的额定直流电流值，其输出电流值IOPO/VO。 整流器二极管型号 反向电压值VB（V） 肖特基二极管 IN5819 IN5822 MBR745 MBR1045 MBR1645 超快恢复二极管 UF4002 MUR110 MUR120 UF4003 BYV27-200V UF5401 UF5402 MUR410 MUR420 MUR810 MUR820 BYW29-200 BYV32-200 40 40 45 45 45 100 100 200 200 200 100 200 100 200 100 200 200 200 10 16 MOTOROLA MOTOROLA MOTOROLA MOTOROLA MOTOROLA GI MOTOROLA MOTOROLA GI PHILIPS,GI GI GI MOTOROLA MOTOROLA MOTOROLA MOTOROLA PHILIPS,GI PHILIPS 工作电流ID（A） 制造厂家 5

【14】 步骤27 按输出电流脉动值IRIPPLE选择输出电容器：脉动电流值规定105℃、

100kHz时应等于、大于IRIPPLE。用低等效串联电阻（ESR）的电解电容器，其输出开关脉动电压为ISPESR。输出大电流时用多个并联电容器来减少脉动电流波纹。不同条件下的例子：

a) 当输出电压为5～24V、输出电流为1A时：选输出电容量330F、35V，

低ESR电解电容器；有美国产品CHEMICON、日本产品NICHICON、PANASONIC等。

b) 当输出电压为5～24V、输出电流为2A时：选输出电容量1000F、35V。

【15】 步骤28、29 如果输出开关脉动电压没有限制在规定范围内，就应增设输出LC后

续滤波器，其电感量～H。在低电流（1A）时，采用铁氧体小磁珠；当输出大电流时，采用远离的套架扼流圈。如果要避免增大直流压降，可加大扼流圈电流额定值，或增大导线的尺寸。电容器选取120F、35V，低ESR的 电解电容。

【16】 步骤30 选择偏置电路整流器二极管可按下面的三个厂家产品来考虑，其反向电压

值应当限制在一个范围内：VR1.25PIVB。有三种： 1N4148: VR=75V(Motorola); BAV21: VR=200V(Philips); UF4003: VR=200V(GI)。

【17】 步骤31～33 偏置电容用F、50V陶瓷电容器；控制脚电容器用47F、10V的

低损耗电解电容器，不用低ESR电容；串联电阻器采用、1/4W（注意，如果KRP＝1，

第三节 单端反激式开关电源的参数分析与计算公式

本届内容是上一节设计步骤的进一步分析和展开，即深入讨论TOPSwitch组成的单端反激式开关稳压电源的逐步设计方法与主要步骤分解。

（1）步骤 确定电源要求的VACMAX、VACMIN、fL、V0、P0、、Z等，并确定输

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入电容量CIN和最小直流输入电压VMIN。

前面已作了分析，不再重复有关内容。现在先分析电网电压输入的交流电流有效值，电网输入全波整流之后的最小直流高压值与最大直流高压值计算公式，原边电流波形的各项参数计算公式。

图3-12给出了史册的电网交流输入电压波形和经桥式整流器与高压电容器滤波之后的脉动电压纹波、桥式整流器的输出电流波形，以及理想化的示意图，给出整流期的导通时间

tC。整流滤波后的直流高压值，见下面计算公式。

变换器最小直流输入电压VMIN和最大直流输入电压值VMAX，均取决于交流输入电压、桥式整流器及储能电容量CIN的大小。图3-12给出了在交变周期的一个短暂导通时间tC内，储能电容是怎样充电到交流电压的峰值。由于是全波整流，因此CIN的脉动电压具有两倍的电网频率。在交流输入电压的峰值之间放电期间，CIN必然会提供所有的原边平均电流。最小的直流输入电压VMIN可有公式（3-22）得到，式中P0是电源的输出功率，是估计的效率，fL是电网频率，VACMIN是最小交流电网电压，CIN则是滤波电容器。例如，当输入为85VAC、60Hz、效率为，输入功率为15W时，并且滤波电容时33μF,导通时间为时，可得到最小直流电压为93V。

2VMIN(2VACMAX)(2P0(1/2fLtC))93(V) （3-22）

CIN最大直流输入电压VMAX是在最高交流电压265VACMAX条件下峰值375VDC，此时在考虑反射电压VOR=135V和漏感关断电压值等，TOPSwitch期间的漏极最大反向耐压应当取

BVDSS=700V，对于齐纳管箝位电压VCLO=200V等，见图3-12。

VMAX=VACMAX2=2652≈375 (V) (3-23)

(2)步骤4 确定反射输入电压VOR和箝位齐纳电压VCLO。

可参照由TOPSwitch组成的反激式开关电源电路图3-6。当电网输入电压为100/115VAC时，因VACMAX=132VAC，所以对应的最大直流电压VMAX=1322≈187V，其示意图见图

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3-13。

如前所述，当TOPSwitch截止时，副边二极管则导通，在副边绕组上的电压反射到变压器原边绕组（按匝数比增大），因此在TOPSwitch的漏极脚高压，将是该反射电压VOR叠加在电网整流滤波后的直流输入电压上。当电网电压升到最高时，漏极的直流电压接近最大值的最坏情形，即VDS=（VMAX+VOR）。最大直流输入电压可由下式计算出：

VMAX=VACMAX2 除了（VMAX+VOR）之外，截止瞬间在漏极上，还可以看到一个大的电压尖峰，它是由变压器原边漏感触能引起的电压尖峰，如图3-13和图3-14所示。

为使电压尖峰不超过MOSFET额定最小漏极击穿电压BVDSS=350V，有必要在原边绕组设置一个箝位电路，它包括一个齐纳箝位二极管VR1和一个阻断反接二极管D1。特别推荐齐纳管取代通常的RC阻容箝位电路，是由于在起始瞬间它能更有效的箝制漏感储能，而并不阻碍从原边到副边的开关电流变化。

实验测量表明，有漏感和快速形成的副边电流影响，有必要设置这个边界限制电压值。而不必降低箝位电压，因为部分存储在磁芯中的能量将送到齐纳管，以免惊人的增大齐纳管的损耗。通常规范箝位齐纳管的额定电压VCLO，使工作在低电流值和室温下。高压齐纳管又较强的正温度系数，并且有纯电阻性能。因此，在大电流和高温条件下，VCLO会明显增大。实验数据表明，VCLM高于规范VCLO约40%，即定义：

VCLM=×VCLO （3-24） 图3-13 当电网交流输入电压为100/115VAC时的反射电压、箝位电压BVDSS 图3-14 当电网交流输入电压为通用值或230VAC时的反射电压与箝位电压

所以在选用箝位齐纳管时，就应当对此作出考虑。另外，串联在箝位齐纳管电路的阻断二极管，由于它的正向恢复时间会引起尖峰电压，故增加20V的余额是必须的。在综合考虑了所有这些因素之后，TOPSwitch漏极的最大电压值归纳为：

VDRAIN=VMAX+（××VOR）+20 (V) (3-25)

为了把电源的损耗减低到最小，在统计上述所有效应之后，再设置TOPSwitch的击穿电压额定值，尽力使VOR维持在最大值不变。正如所看到的情形，较高的VOR将导致较大的最大占空比DMAX，在相同的输出功率时，它将减小TOPSwitch的工作电流。如果DMAX接近TOPSwitch允许的最大占空比（64%），那么VOR并不会在进一步增大。

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VMAX=1322=187 （V）

通过上面运用187V的VMAX，选择350V的TOPSwitch，得到标准的90V箝位齐纳管电压、反射电压VOR=60V、边界限制电压取17V。

同样的道理，对于电网交流输入为230VAC和通用输入电源应用时： VACMAX=265VAC对应的VMAX=375V，

在该最大直流电压时选用700V的TOPSwitch，将允许采用200V箝位齐纳管电压值，与之相应的反射电压VOR=135、并留有25V边界限制电压值，详见图3-14。

虽然说这些边界限制电压值较小，但它们的作用却是很重要的，这里考虑了把所有最坏的情况数值都加在一起，并让典型的边界限制电压值。

（3）步骤5 确定在低电网电压时，利用VOR和VMIN来到最大占空比DMAX。 一旦知道了反射电压值VOR和最小直流输入电压值VMIN，就能容易的计算出最大占空比

DMAX：

DMAXVOR （3-26）

VOR(VMINVDS)VDS是TOPSwitch导通期间漏极-源极的平均电压值。如图3-15和图3-16所示，由于

假设VDS在零值，在单电压输入时，最大占空比DMAX的取值范围是36%～40%；而在通用电网输入时，DMAX取值为60%。从实际情形考虑，VDS应设在10V，它会稍微增加DMAX。

当最小直流输入电压VMIN较高时，它直接增加了所有TOPSwitch的输出功率容量；而当最大值流输入电压VMAX较低时，它能允许较高的反射电压VOR，从而有较大的最大占空比DMAX。因此较窄的输入电压范围，总是导致较高的输出功率，或者较低的功率损耗值。在通用电网输入电压时，确定它的最大占空比DMAX如图3-16所示。

TOPSwitch-II 漏极箝位与齐纳管、阻断管的选择：

当TOPSwitch输出管MOSFET截止时，变压器的漏感将引起电压尖峰。这些电压尖峰必须被箝位在低于TOPSwitch漏极电压额定值BVDSS。图3-6中推荐的箝位电路，是由阻断二极管D1和齐纳二极管VR1组成，他们把电压尖峰有效地箝位在低于MOSFET漏极额定电压值9

上。由于箝位电压是随负载电流大小而变化的，所以不宜推荐R-C-D阻容/二极管电路结构。在过载工作或者在电网交流高电压输入时，R-C-D箝位电路可能会使漏极点压超出TOPSwitch的击穿电压额定值。

反向阻断二极管D1应采用超快恢复高压整流管，其反向恢复时间trr应小于75ns。击穿电压值的选择为：TOP1xx系列用400V,TOP2xx系列用600V。不同TOPSwitch可选用的反向阻断二级管对照型号见表3-7。

表3-7 三个厂家产品型号 TOPSwitch的型号规格 TOP100 TOP101 TOP102 TOP103 TOP104 TOP200 TOP201 TOP202 TOP203 TOP214 TOP204 PHILIPS BYV26B BYV26B BYV26B BYV26B BYV26B BYV26C BYV26C BYV26C BYV26C BYV26C BYV26C MOTOROLA MUR140 MUR140 MUR140 MUR160 MUR160 MUR160 GENERAL INSTRUMENT UF4004 UF4005 UF4005 箝位齐纳二级管VR1在瞬态或者稳态工作时，必须有足够的控制能力。应选择VR1的箝

VOR应取60V或小些；位电压大致高于反射输出电压VOR的倍。对于TOP1xx器件，对于TOP2xx

器件，VOR则应为135V或更低些。对所有TOPSwitch期间的功率和峰值电流电平，可使用低成本的5W功率容量P6KE91～P6KE200齐纳二级管瞬态电压抑制器系列，并可使用

MOTOROLA和SGS-THOMSON公司的产品。

表3-8 不同电网电压时TOPSwitch期间对应的箝位齐纳二极管型号 TOPSwitch的 规格型号 电网输入电压通用电网输入85～双115VAC或230VAC输入时（VOR≤135VAC TOP100 TOP101 TOP102 TOP103 TOP104 TOPSwitch的 规格型号 P6KE91 P6KE91 P6KE91 P6KE91 P6KE91 电网输入电压 通用电网输入85～ 双115VAC或230VAC输入时（VOR≤135VAC TOP200 10

1N5956 1N5956 115VAC（VOR≤60V） 265VAC（VOR≤135V 115VAC（VOR≤60V） 265VAC（VOR≤135V

TOP201 TOP202 TOP203 TOP214 TOP204 P6KE200 P6KE200 P6KE200 P6KE200 P6KE200 P6KE200 P6KE200 P6KE200 P6KE200 P6KE200 表3-7和表3-8给出了每一种TOPSwitch对应推荐的阻断二级管D1和箝位齐纳二极管VR1型号，也给出了可用作箝位的其他齐纳二极管系列型号，现在按功率大小列出如下： ·的1N476x系列（MOTOROLA）; ·的VRDZ2xxU系列（ISHIZUKA）； ·的BZX85C系列（THOMSON）；

·的BZY97(PHILIPS、THOMSON、FAGOR); ·的BZV47C（THOMSON）； ·的BZD23（PHILIPS）；

·的BZT03（PHILIPS，TEMIC）；

·的1N53xx系列（MOTOROLA、THOMSON）； ·的BZW03/D（TEMIC）。

（4）步骤6 设置脉动电流IR与峰值电流IP的电流比例因数KRP。 参见图3-17，对应公式： KRP=

IR （3-27） IP在大多数连续工作状态下，对于电网为100～115VAC或者通用输入交流电压时，先取电流比例因数KRP=；在230VAC电网输入时，取KRP=。当连续工作状态较少时，KRP会增加到较高值。按上述定义，KRP不会大于，且也不可能被设置在比更小的数值。

许多设计师宁可采用非连续状态（KRP=）设计，这样控制环路较容易稳定。当采用TOPSwitch时，由于建立了环路的补偿，使它能利用一个简单的外部RC网络来稳定环路，而不受工作状态影响。设计KRP在上述推荐值，它允许连续工作状态在低电网输入时，在给定的输出功率条件下使原边峰值电流为最小，并且在应用允许使用尽可能小的复合IC-TOPSwitch器件。

在电网电压为230VAC时，推荐KRP=(比较在电网电压为100/115VAC和通用输入时取

KRP=。其重要的原因是为了适应开通使漏极出现较高电流峰值，它是由于漏极结电容在较

高电平是放电引起的。

（5）步骤7 确定原边波形参数IAVG、IP、IR、IRMS。

电流比例因数KRP和最大占空比DMAX确定之后，就能知道原边电流波形。由电流波形

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的简单几何图形，很容易推导作为平均电流值IAVG函数的原边峰值电流IP、脉动电流IR和有效值（RMS）电流IRMS的计算公式：

IPIAVG （3-28）

[1(KRP/2)]DMAX根据平均电流值IAVG、峰值电流IP和最大占空比DMAX，可计算出脉动电流：

IR2(IPIAVG)IPKRP （3-29） DMAX有效值电流IRMS的计算，可根据最大占空比DMAX、原边峰值电流IP及比例因数KRP得出。有效值电流IRMS还可以有最大占空比DMAX、峰值电流IP和脉动电流IR直接计算出来：

IRMS2KRPIPDMAX(KRP1) （3-30）

32IRDMAX(IIPIR) （3-31）

32PIRMS电网交流电压输入全桥整流器的有效电流值计算值如下： IACRMSP0VACMINPF2ID （3-32）

式中（3-32）中，ID是全桥整流器的额定有效（RMS）电流值，VACMIN使电网输入最小交流电压值，PF则是电源的功率因数（起典型值为～之间，如果说没有可利用的参考数据，则取PF=）。高压整流二级管的反向电压值为： VR1.25(1.414VACMAX) （3-33）

在低电网电压条件下，变换器原边的平均输入直流电流值IAVG可由输入功率除以VMIN得到，而输入功率则等于输入功率除以效率，则：

IAVGPINP0 （3-34） VMINVMIN（6）步骤8 根据TOPSwitch数据库中的最小电流限制ILIMIT和要求的IP值（见式（3-28）），来确定选用TOPSwitch的合理型号。

0. 9ILIMIT≥IP

这是因为在产品资料中的电流限制最小值ILIMIT是在室温下的，为了适应高温使该参数12

的少量降低，必须考虑ILIMIT在高温时下降10%来计算，并且把该值与数据库的最小限制电流ILIMIT作比较。大于该ILIMIT数值的最小功率的TOPSwitch，应当是作为最低功耗的首选器件。

（7）步骤9、10 如果有必要减少功耗，可用较大的TOPSwitch来检验热温升限制。 在低电网输入电压时，计算TOPSwitch得导通的损耗：

2 PIIRRMSRDS(ON) （100℃高温下） （3-35）

在低电网电压条件下计算TOPSwitch的开关损耗PCXT：

PCXT(1/2)CXT(VMAXVOR)2fs (3-36)

式中CXT是漏极的外部结电容。

作为总损耗的函数，可用下式来计算的TOPSwitch结点温度： TJ=25℃+(PIR+PCXT)JA

如果TJ＞100℃，那么应当选用更大功率的TOPSwitch结点温度。

（8）步骤11 检验选择的TOPSwitch最小值ILIMIT，并对照所需IP，如果有必要（在最少的连续工作状态下工作），可增大KRP。

在低电网电压时采用连续状态工作，可增加在给定输出功率下的峰值电流，允许使用更小的TOPSwitch。如果这样设计，可以通过增大KRP的值，来逐步实现在磁芯尺寸与TOPSwitch之间的折衷。在TOPSwitch价格较高时，较大的KRP允许使用较小的磁芯；而较大的KRP就意味着较少的连续工作状态和较低的电感量LP，但是峰值电流 IP更高。采用多种设计方法来有效增加电流能力，选择最适中的（尽可能小的）TOPSwitch，这是很重要的一项考虑。

通过采用提高KRP来缩小磁芯的尺寸，它除了影响变压器的磁芯尺寸之外，KRP 还影响了点源的效率。较大的KRP会引起较高的原边有效值（RMS）电流IRMS，增大TOPSwitch的导通损耗；而较小的KRP 则会让IRMS更小，能进一步降低TOPSwitch的损耗。

对物理尺寸、重量及所需效率密切相关的应用，让 KRP 取中间值时，可在损耗与效率之间能提供最佳的解决方案。

虽然该设计方法是考虑能使用最大的KRP值，但一经选了TOPSwitch器件，对于其他

13

的设计选择，灵活性也是存在的。有经验的工程师应自己来判断KRP的取值。

（9）步骤12 确定原边绕组电感量LP。原边电感量LP是由于下面计算反激式变压出能方程式来确定的，而反激变压器的储能是与原边电流的平方成正比的。当TOPSwitch导通时，原变电流线性的成斜坡状升高，即前面所确定的脉动电流IR，并增加反激变压器中的储能。而当TOPSwitch截止时，与脉动电流IR有关的储能增量，将提供给负载和副边损耗（整流器和箝位管）。原边电感量LP的计算如下式：

P0106Z(1) （3-37） LP2IRKRP(1KRP/2)fs式中，P0是输出功率，是电源的效率，Z是损耗分配因数，IP是峰值电流，fs是开关频率，而KRP是脉动电流与峰值电流的比例（由IR来确定）。由于在每个开关周期中，从原边

22到副边的传递能量，仅在于（1/2）LPIP和（1/2）LP(IPIR)之差。

如果Z=，所有的损耗都在副边；如果Z=0，则所有的损耗都在原边。Z是副边损耗与总损耗的比例值。如果没有更好的参数信息，应当取Z=。

原边电感量LP也可用如下参数的函数来确定：脉动电流IR、有效原边电压

(VMINVDS)、最大占空比DMAX、开关频率fS，参见式（3－38）。但由于损耗分配因数Z

和TOPSwitch导通时漏极到源极电压VDS的选择值不同，将会引起原边电感量的少量差异。上面给出的储能方程式用电感值LP，而下面给出的脉动电流方程式，是检验电路测量LP值的方法之一：

LP(MEASURED)(VMINVDS)DMAX106 (3-38)

IRfS 原边绕组匝数NP由下式决定：

NPNSVMINVDSDMAX (3-39)

VOVD1DMAX（10）步骤14、15、17等 设计副边绕组匝数Ns、偏置绕组的匝数NB。

可由输出电压V0、输出二极管正向电压VD、副边绕组匝数NS、指标偏置电压VB和偏置二极管电压VBD来计算NB： 14

NBVBVBDNS （3-40）

V0VDALG是加气隙的磁芯有效电感（nH/匝数平方）。某些磁芯按规范的ALG提供了标准的气

隙设置。变压器的制造商或是按给予的ALG值来获得有气隙的磁芯，或是在完成变压器时用研磨气隙来满足电感量的规范。ALG也可以用于简化随后的计算，它是根据原边电感

LP(H)和原边绕组匝数NP来得到。注意ALG的参数单位是nH/匝数平方：

ALG1000LpN2p （3-41）

最大磁通密度Bm被控制在2000~3000GS（高斯）范围内，它受副边绕组匝数NP的变化影响，而这直接改变了原边绕组匝数NP，如前面所述。最大磁通密度Bm可由下面几个参数得到：原边峰值电流IP，原边绕组匝数NP，有效气隙电感量ALG，以及有效的磁芯横截面积Ae。Bm还能由有效原边电压(VMINVDS)、输出电压V0、输出二极管电压VD和最大占空比DMAX计算得到：

BMNPIPALG (3-42)

10AeIPALGVMINVDSDMAX (3-43) 10AeV0VD1DMAX NSBAC是交流磁通密度分量，下面方程式给出了峰值交流磁通密度（而不是指峰－峰值）

的计算式，它利用磁芯厂家提供的磁芯损耗曲线。BAC可由最大磁通密度Bm、脉动与峰值之比的电流因数KRP计算出来。它还可以用有效原边电压(VMINVDS)、最大占空比、开关频率、有效磁芯截面积、原边匝数NP等五个参数计算得到：

BACBmKRP(VMINVDS)DMAX108 (3-44) 22fSAeNP2应计算无气隙磁芯的相对导磁率r，以估算气隙长度Lg。它是从磁芯参数Ae(cm)、

Le(cm)和无气隙时的有效电感量AL来得出的：

15

rALLe (3-45)

0.4Ae10气隙长度Lg(mm)的大小可由下式计算出来：

20.4NPAeLeLg10 (3-46)

L100rP21NP (3-47) Lg40Ae1000LPAL式中，NP是原边绕组的匝数，Ae是磁芯的有效截面积值，LP是原边绕组的电感量,Le是磁芯的有效磁路长度，r是有效导磁率。 （H）上式中的磁芯截面积Ae和无气隙时的有效电感量AL，可由磁芯的数据表中得到。变压器的骨架有效绕组宽度BWE，取决于骨架的物理尺度宽度BW、边界限度M和骨架绕线层数LX：

BWELXBW(2M) (3-48)

原边绕制漆包线的最大直径OD(mm)，可由有效骨架宽度BWE和原边绕组匝数NP得到：

ODBWE (3-49) NP偏置绕组通常用相同于原边直径的导线来卷绕，以减少不同导线品种。

另外，原边绕组的匝数与副边绕组匝数的关系，还可由反射输出电压VOR与副边输出电压VO、整流输出二极管正向电压VD之和的比值来得到：

NPNSVOR (3-50)

(VOVD)副边峰值电流ISP可由原边峰值电流IP和原边与副边的匝数比

NPNS来得到：

ISPIPNP (3-51) NS副边电流有效值ISRMS可由最大占空比DMAX、副边峰值电流ISP和脉动与峰值电流之比

16

KRP得到。KRP的值对于原边与副边是相同的，副边电流有效值ISRMS可以用类似原边有效（1－DMAX）值电流来表达，只需用代替DMAX。

2KRPISRMS＝ISP(1DMAX)(KRP1) (3-52)

3输出电容器的脉动电流IRIPPLE并不是一个实际变压器的参数，但对于电容器的选取有用。它可由副边电流有效值ISRMS和输出电流IO得到：

22IRIPPLEISRMSIO (3-53)

电源的输出电流可由输出功率PO与输出电压的比值得到：

IOPO (3-54) VO(11)步骤20等 因副边电流有效值ISRMS是已得到，所以副边导线最小直径

DIAS(mm)，可由下式求出：

DIAS4CMAISRMS25.4 (3-55)

1.271000实际上的导线尺寸AWGS可由原边电流容量CMA和副边有效值电流ISRMS得到，采用经验公式计算。然后由AWGS来确定DIAS。原边电流容量(CMA)是与电流密度成反比的，它可由磁芯的截面积CM与原边电流的有效值之比来得到：

CMACM (3-56) IPRMS根据原边电流容量CMA和副边有效值电流ISRMS，可计算出最小的副边裸线导体截面积： CMSCMAISRMS (3-57)

另外，较大容量的副边导线还可参考下式：

AWGS9.975.017log(CMS) (3-58)

第四节 单端反激式开关电源变压器的参数设计、磁芯选择、

绕制方法与绝缘措施

17

一、 单端反激式开关电源变压器的参数设计

单端反激式开关电源中的变压器，既是作为变压器，又是作为储能电感。它的设计方法与单端正激式变换器大不相同，与其他类型的变化器也不同。其设计参数主要有三项： ① 先求出原边绕组电感量LP；

② 选择规格、尺寸合适的高频变压器磁芯； ③ 再计算原边绕组匝数NP。 由本章式（3－12）可得到：

2tONE2RL (3-59) LP22VOT也可代入DtONT、POVO2RL得到：

E2TD2 (3-60) LP2PO（AP）因为反激式变换器的功率通常较小，一般选用铁氧体磁芯作为变压器，其功率容量

计算式如下：

PT106 (3-61) APAeAQ2fSBmKmKC式中，Ae是磁芯截面积(cm)，AQ是磁芯窗口面积(cm)；PT是变压器的标称输出功率

22(W)，Bm是磁芯工作的磁感应强度(G)；是线圈导线的电流密度，通常取＝2～

3(A/mm)；是变压器的效率，通常取它的值为～；Km是窗口的填充系数，一般取～；

2KC是磁芯的填充系数，对于铁氧体KC＝。

根据计算出的AeAQ值，选取余量稍大些的磁芯即可。由电磁感应定律得到：

VINENP又因ELPdEdt，NP dtddi，则有： dtNPLPLPIP2108 (3-62) dAe(BmBr) 通常在铁氧体磁芯中加进气隙，它能使变压器铁芯承受较大的励磁安匝数，防止铁芯饱和。通过调节气隙也可得到所需的绕组电感量，并使电感量在整个工作范围内变化较小。

二、 TOPSwitch反激式电源变压器原边绕组电感量的选用

在国际上有三种类别的交流电网输入电压条件，其变压器的反射输出电压VOR也不同，18

对于每种不同的TOPSwitch型号，其建议的额定输出功率和原边电感量范围的选用值也不同，详细的对应关系见表3－9。

北美洲、日本、台湾地区：85～132VAC，50/60Hz；VOR＝60V。 通用的电网输入：85～265VAC，50/60Hz；VOR＝135V。 欧洲和亚洲：195～265VAC，50/60Hz；VOR＝135V。

表3－9 各种TOPSwitch的不同输出功率最小值、额定值、最大值和峰值，

以及建议的变压器原边电感量最小值与最大值对应关系

（1）100/115VAC，VOR＝60V,KRP= IC编号 TOP100 TOP101 TOP102 TOP103 TOP104 （H）建议的原边电感量 建议的输出功率范围(W) LMIN 504 357 268 214 179 LMAX1128 649 446 340 293 PMIN 0 15 20 25 30 PNOM10 24 33 40 45 PMAX 19 33 45 55 60 PPEAK 19 33 48 63 73 （2）85~265VAC，VOR＝135V,KRP= TOP200 TOP201 TOP202 TOP203 TOP214 TOP204 LMIN 1963 1150 766 575 460 383 LMAX3537 1703 1150 958 754 630 PMIN 0 10 15 20 25 30 PNOM6 16 23 28 34 40 PMAX 12 22 30 35 42 50 PPEAK 13 27 40 48 61 73 （3）230VAC输入，VOR＝135V,KRP= TOP200 TOP201 TOP202 TOP203 TOP214 TOP204 LMIN 2594 1418 946 709 567 473 LMAX3677 1789 1203 988 788 662 PMIN 0 20 30 40 50 60 PNOM9 29 43 54 68 80 PMAX 18 37 55 67 84 100 PPEAK 18 37 55 67 84 100 表3－9中的不同输出功率范围与原边绕组电感量的对应范围，只是在最初选择

TOPSwitch的预测和作为设计的起点。输出功率能级超出所给范围时，应适当改变对于变压

19

器的设计、散热片的大小以及机械封装等。表3－9中的数据是基于如下假设给出的：

最小有用峰值功率PPEAK是根据图3－17（a）中所示的梯形漏极电流波形（连续工作状态下），以及表3－9中所示的TOPSwitch的最大原边绕组电感量LMAX状态下得到的。脉动电流IR与峰值电流IP的比值KRP典型值：在100/115VAC或通用的工频交流输入电压时为，而在230VAC输入时为。

最小有用峰值功率PPEAK是指在最小规定的TOPSwitch电流限制ILIMIT的90％时和低交流电网输入电压时的值。当散热片为无穷大时，连续的输出功率将接近PPEAK。PMAX是根据经验数据，用适度的散热片在连续状态下工作时，按表3－9中所示TOPSwitch的最大电感LMAX状态下得到的。

PMIN则是根据经验数据，采用适当的散热片，在不连续状态下工作时，按图3－17(b)

中三角形的漏极电流波形和表3－9中TOPSwitch的LMIN状态下得到的。

电网输入端储能电容器的数据是：

•在100/115VAC或普通的馈线电压（最小值为85VAC）时，按输出功率每瓦特用3F计算得到：

•在 230VAC馈线电压时（最小值为195VAC），按输出功率每瓦特用1F计算。 表3－9给出了推荐的反激式电源变压器原边绕组电感量与输出功率范围。在设计要求高效率和低功耗应用时，可先在PMAX栏内选择适用的TOPSwitch器件，然后从LMAX栏内选用变压器的原边电感量。例如，在通用电网输入和要求22W输出时，先从“通用输入”表格中和PMAX一栏开始查找，TOP201将是首选的器件；原边电感量则从LMAX栏查阅，其值是1703H。

如果要求应用小尺寸的电源变压器，可从PMIN栏内选择近似值的TOPSwitch器件。然后从LMIN栏内选用变压器原边电感量。例如，对于115VAC输入和要求20W输出，可先从“100/115VAC输入”表格内和PMIN栏开始查找，TOP102是首选器件；原边电感量由LMIN栏查阅，可找出是268H。

PPEAK在电源应用时是临界值，用于大的峰值负载，例如磁盘驱动、打字机以及音响

20

放大器。散热片和元件的温升决定了TOPSwitch可提供峰值功率PPEAK的时间长短。

表3－10给出了一组用TOPSwitch系列制作开关稳压电源时，其变压器原边电感量的选取参考数据。它们是在电网输入为85～265VAC，占空比为50％条件下，用较早期的PWR-TOPS(YAI)开关器件的设计数据。实用例子是双路输出的反激式开关电源（选用IC器件是TOP214）。如果想提高电源的效率，应按照表中的最大输出功率PMAX选取；如果想减小电源的体积，则可按照表中的最小输出功率PMIN来选择。

由于电源的试验条件是千差万别的，即使采用相同的IC器件，相同型号的变压器磁芯，相同型号的其他元件，完全相同的电路设计和功率容量、输入电压和输出电压，并且采用同一种尺寸的变压器骨架，采用同一种直径的绝缘漆包线绕制，变压器的原边绕组与副边绕组匝数也完全相同，但是，只有变压器铁芯的铁氧体材料生产厂家不同，甚至采用同一厂家在不同时期生产的同种铁芯制作同类型电源，其性能也不可能完全一致，电气参数总会存在一些差异，有时差别相当大，也是正常的现象。

表3－10 电网输入为85～265VAC、占空比为50％的不同输出

功率条件下的原边电感量选取范围（最大值与最小值）

IC型号 输出功率范围（W） 电感量选取 （H）输出功率极端值（W） LMIN TOP200YAI TOP201YAI TOP202YAI TOP203YAI TOP214YAI TOP204YAI 0~12 10~22 15~30 20~35 25~42 30~50 1450 800 560 450 400 340 LMAX 3420 1710 1130 945 754 630 PMIN 0 9 13 16 18 21 PNOM 5 13 18 23 27 31 PMAX 10 17 23 30 36 41 PPEAK 11 21 32 38 48 57 三、 变压器的匝数比曲线 变压器的匝数比，是由低电网电压时的最小值流输入电压VMIN、输出电压VO和反射输出电压VOR三者来确定的。VMIN取决于储存能量的输入的电容量。通常在普通输入或100/115VAC输入应用时，每瓦特输出功率用3F储能电容；而在230VAC输入应用时，每瓦特输出功率用1F储能电容。

若使用倍压器从100/115VAC输入得到更高的有效直流电压时，应当采用两只串联的电容器，每只具有一瓦特输出功率的2F电容值。这些电容器的最低电压值VMIN的选择规则是：在通用输入或100/115VAC输入应用时，其近似值为90VDC；而在230VAC或由

21

100/115VAC使用倍压器时，其近似值为240VDC。

应用TOP2xx系列器件并工作在输入电压为230VAC，或者由100/115VAC使用倍压器时，需要变压器设计在100/115VAC时，设计反射输出电压VOR为60V或者更低些为宜。某些应用中的设计，可利用稍微低的反射输出电压VOR，以便在高电网电压工作时，减小器件的电压应力。

变压器的匝数比由公式（3－63）给出：

VORNP (3-63) NS(VOVD)式中，NP是原边匝数，NS是副边匝数，VOR是反射输出电压，VO是输出电压，VD是二极管正向电压。

匝数比曲线可由上述公式得到，如图3－18所示，其反射输出电压分别为60V和135V，二极管的正向电压VD假定是。

图3－18

四、 TOPSwitch反激式变压器设计制作注意事项

当研制TOPSwitch反激式电源时，变压器的设计通常是最大的绊脚石。反激式变压器并不像普通的变压器那样设计或使用，其能量储存在铁芯中，铁芯必须是有气隙的。电流可在原边绕组或者在副边绕组中流动，但决不会在两个绕组中同时流动。

为什么用反激式电路？这是因为反激式电路使用的元器件最少。在功率等级低于75W时，总的电源器件成本会比其他电路技术要低。在75W~100W之间时，增大的电压和电流应力下，反激式电源元器件成本也随之增加。所以，在较高的功率等级时，具有较低电压和电流应力的电路（例如用正向变换器），可能会有较高的成本并采用较多的元器件。

设计反激式变压器时，需要反复用方程式计算，这并不困难。这种方法用于连续状态，也同样用于设计非连续状态，它有三个步骤：

① 识别和估计独立的变数（输入电压），它取决于应用详情、变压器的铁芯以及选择

的TOPSwitch器件；

② 识别和计算依从的参数值（输出电压和电流）；

③ 反复调节独立的变数，直到选定依从参数，让实际变压器的参数在确定的限度内。

可利用计算流程图，来自动设计变压器参数，并不断改革方法。引进新的参数KRP，是原边脉动电流于峰值电流之比，用来描述TOPSwitch漏极电流波形，以简化随后的计算过程。

计算用的特定独立变数包括：最小和最大的交流输入电压、电网频率、TOPSwitch开关频率、输出电压和偏置电压、输出频率、桥式整流导电时间、输入储能电容器尺寸大小、电源频率、在原边于副边电路的功耗分配。

取决于变压器铁芯的结构的变数包括：有效的铁芯截面积、磁路长度、无间隙时的有效电感、绕线架物体绕组宽度、边缘宽度（用于漏电距离和安全绝缘）、原边绕制层数、副边绕组匝数。 22

取决于TOPSwitch的变数包括：开关频率、反射输出电压、脉动于峰值电流比例和TOPSwitch导通压降等。

对于一个给定的应用和变压器铁芯，在反复调节期间，将计算或估计这些独立的变化量，一旦完成则维持固定数据。只有三个变数：副边绕组匝数NS、脉动与峰值电流比例KRP和原边绕组层数，它们在反复调节过程中将会有变化。

依从参数可划分为四组：DC直流输入电压、原边电流波形、变压器的设计和电压应力等。在AC交流电压整流和滤波之后，DC直流输入电压参数简化为两个：最小直流输入电压值和最大直流输入电压值。原边电流波形参数包括：最大占空比、平均电流、峰值电流、脉动电流和有效值（RMS）电流。这些数据完全限定了变压器原边电流，并且确定了是工作在连续状态还是工作在非连续状态。

变压器的设计参数包括原边电感量、原边匝数、偏置绕组匝数、加气隙时的有效电感量、最大磁通密度、电流密度、无气隙时的相关导磁率、估计的气隙长度、有效绕线架宽度、原边绝缘导线直径、绝缘隔离层厚度、裸线导体的交叉部分、原边电流容量，以及副边绕组设计参数。电压应力参数确定了TOPSwitch在截止状态下的最大漏极电压和输出整流二极管的峰值反向电压。

在所有这些依从参数中，只有三个参数需要反复调节，经检查和比较后，设在限定值内：最大磁通量密度Bm、气隙长度Lg和原边电流容量CMA三者，经反复核对，直到这三个参数都在规范的限度内。其他的依从参数或中间计算值，或是按结构由制作者使用的参数，或是按规定的元件由设计者来选用。在开始设计变压器之前，弄清在连续状态和非连续状态下的原边电流波形与副边电流波形是必要的。

图3－19给出了用TOP202YAI在输出15W时，在非连续状态下反激式变压器原边与副边的实测电压波形和电流波形。它是在220VAC电网输入电压条件下测量的，其原边电感量与110VAC输入时不同。当TOPSwitch导通时，原边绕组下端接近地电平，加在变压器绕组上的有效值直流输入电压，使原边电流IPRI按变化率(didt)线性地增大，其变化率与直

流输入电压成正比，与原边电感量成反比。脉动电流IR定义为：在TOPSwitch导通时间里

(tON)，线性电流升高的增量。

原边电流峰值Ip是出现在TOPSwitch截止时的终端值。与电流峰值Ip成比例的能量，被储存在变压器铁芯磁场中。此时原边绕组可认作是一个简单的电感器。副边绕组的反射电压，其极性与原边绕组下端相同，其大小按匝数比与原边电压成正比。当TOPSwitch导通时，输出二极管D2和偏置二极管D3被反向偏置，阻止了副边电流的流动。

当TOPSwitch截止时，剧变的磁场在变压器各绕组引起一个突变的反向电压，使副边绕组电压变为上正下负，则二极管D2和D3正偏导通，使副边电流快速升高到峰值IS，它与原边峰值电流Ip按匝数比成正比，使原边电流立刻降到零。TOPSwitch的漏极电压则快速升高到较高值：它等于直流输入电压与反射输出电压两者之和，而副边绕组的工作电流则23

线性地较小，其变化速率与输出电压成正比，并且与副边电感成反比关系。

占空比D的定义为：TOPSwitch导通时间tON与开关周期T之比。D也可以由tON和开关频率来计算，如下式所示：

DtONtONfON (3-64) T图3－19给出了TOPSwitch和输出二极管的三角形电流波形，它是定义在“非连续”状态下工作，由较低的原边电感量引起的。在TOPSwitch再次导通之前，副边电流线性地减小到零，储存的能量完全提供给负载。TOPSwitch的漏极电压缓慢地变化，并且在原边与副边都没有电流时，漏极电压振荡之后降为直流电网电压值。

图3－19

图3－20给出了其梯形的电流波形，定义为“连续”状态下的电流工作过程，它是由较大的原边电感量引起的。当下一个周期开始使TOPSwitch导通时，副边电流仍然在流动，即储存的能量没有完全提供给负载。当TOPSwitch再次导通时，由于非零磁场使能量剩余在铁芯中，因此TOPSwitch导通时的电流出现一个初始的阶跃（台阶）。TOPSwitch截止时的漏极电压VDRAIN一直停留在高压值上，它等于直流输入电压与反射输出电压之和，直到TOPSwitch开关再次导通为止。

在同一时间里，电流不会同时在原边绕组与副边绕组中流动。实际上，原边电流和副边电流都不是连续的。在反激式电源中，连续与非连续状态，取决于在整个开关周期里变压器铁芯中的磁场是否有连续性能（反激式电源是一个隔离型的简单反向升压变换器，它的连续状态或非连续状态，由电感器中的电流连续性来确定。

原边电流波形有峰值电流Ip、脉动电流IR、平均电流IAVG及有效值（RMS）电流IRMS等。Ip确定了原边绕组匝数和铁芯尺寸，并限制了峰值磁通量密度，它必须低于TOPSwitch的峰值电流。IAVG是平均电流（或称直流原边电流），它正比于功率级的直流输出电流，即正比于输出功率。

图3－20 在非连续工作状态下设计的变压器，有一个较高的峰值电流，并且有一个脉动电流于峰值电流的比值KRP。实际上，连续状态设计的电流峰值较低，并且KRP小于，其典型值大于。KRP的值反比于原边绕组电感量，所以连续状态设计的KRP值较低，原边绕组将有较高的电感量。连续状态的变压器设计有一个实际的原边电感量上限，它近似等于在相同输入电压和输出功率时的非连续状态设计的4倍，这是由于峰值电流和KRP值的差异造成的。

连续状态和非连续状态下的原边电流波形如图3－19和图3－20所示，由于它们提供了相同的输出功率，因此它们的平均电流值IAVG应相同（假定有相同的效率）。非连续电流波形有较高的峰值，因此会有较高的有效电流值。非连续状态需要较小的电感量，它可以缩小变压器的尺寸，但是开关损耗较高、效率较低，这是有较高的有效值电流引起的。相反，连24

续状态需要较高的电感量，它有较大的变压器尺寸，但可提供较高的效率和较低的功耗。在变压器尺寸与电源效率之间应适当地折衷，这还取决于实际应用中的封装形式和它的散热环境。

可在连续状态下分析控制环。由于反馈控制环的分析较困难，所以多数设计者注意避免去讨论可能出现的连续工作状态。非连续工作状态的电源，可以模拟为具有一个单一极点的响应系统，它的分析是简单确定的。

虽然连续工作状态改进了电源的效率，减少了损耗、元件温升较低、有较高的输出功率，但是它的动态分析较为困难：右半平面的零点和复数极点对偶，均会随着占空比而移动。然而，稳定在连续工作状态下的TOPSwitch电源是十分简易可行的。由于TOPSwitch的最大占空比达到DMAX70％，它限制了右平面零点和复数极点对偶的迁移，所以在电网和负载变化均在连续状态时，相位失真可限制到较小值。

若考虑功率回路的有效串联电阻和输出电容器的有效串联电阻（ESR），那么允许的相位失真通常会高于期望的值。交叉区宽度在1kHz或者更宽些，容易达到最小值为45度的允许相位失真。可参考有关应用在连续工作状态的电路技术。

在开始设计之前，变压器的铁芯、绕组和安全引出线也必需加以讨论。

变压器的铁芯和结构参数，取决于在装配中所选用的磁芯和绕组技术。当选择铁芯时，通常其物理高度和成本是最重要的。这对于交流电网转接器中的电源十分重要，因为通常它们封装在密闭塑料盒内。当应用元件高度允许的尺寸要求较小时，可使用低成本EE型或者EI型铁芯（例如日本的TDK和TOKIN公司产品，或者欧洲的PHILIPS、SIEMENS和THOMSON公司产品）。

当设计应用需要较小的磁铁截面积时，可利用EFD型铁芯产品。如果要设计多重输出电源时，EER型铁芯提供了一个大的窗口面积，它需要的匝数较少，其绕线架的可用引出脚较多。当空间不是问题时，ETD型铁芯通常用于较高的功率。PQ型铁芯比较昂贵，但它占据的印制版空间较少，并且比E型铁芯需要的匝数少些。对于安全绝缘要求高的场合，应使用罐型铁芯、RM铁芯。环型铁芯通常不适合作反激式电源变压器。 反激式电源变压器在原边与副边绕组之间必需有绝缘措施。例如，通信技术设备必须满足欧洲的IEC950的电气绝缘标准要求。这些文件同时详细说明了使用于变压器结构的绝缘系统的漏电和间隔距离。通常在变压器的原边与副边之间需有5～6mm的漏电距离（符合规范和要求）。电气绝缘指标通常是指定电气强度的测试，施加典型值3000VAC交流高压的时间长达60秒不被击穿。如果每个绝缘隔层的电气强度不满足规范要求，那么在变压器原边与副边之间可采用两个绝缘层，一层是基本的，另一层是补充的。如果两个绝缘层组合，仍不符合电气强度要求，也可采用带增强的三个绝缘层。

图3－21给出了大多数反激式变压器在绕组两侧边缘使用的限制技术。通常，边缘限制是用胶带来隔层的，胶带开缝的宽度要求留有边限，便于包裹封装，以足够的隔层来配合绕组高度。一般情况下，线圈单侧绝缘限度是半个原边绕组到副边绕组的漏电距离（通常是）。铁芯和骨架应当选择得足够大，实际上绕组的绝缘宽度最小是两倍的总漏电距离。注意保持变压器的耦合并减小漏感。原边绕组是在边框之内卷绕的。为了减少因绝缘磨损引起的隔层电压击穿，改进层与层之间的绝缘，并减少分布电容，原边线圈的隔层应最少用一层UL规范要求的聚脂薄膜胶带（3M1298）绝缘隔离，在边框之间胶带应有适合的宽度。

图3－21

用清漆或环氧树脂浸渍也可以改进隔层之间的绝缘性能与电气强度，但不能减少分布电容。偏置绕组可以随后卷绕在原边绕组上。补充的或增强的绝缘，由两层或三层符合UL规25

范要求的聚脂薄膜胶带剪成骨架的满宽度，然后再包裹在原边绕组与偏置绕组外边缘部分还需再三卷绕隔离。副边绕组被卷绕在边界之内。另外，还要增加两层或三层胶带来固定绕组。绝缘套管常用于套隔导线跨越所有绕组时，确保在导线穿越之外符合漏电距离的要求。 应使用最小壁厚为的尼龙或四氟乙烯套管，使绕组符合安全的绝缘要求。考虑到因变压器铁芯是被隔离的无电压金属材料，也就是说铁芯虽然导电，但没有任何部分接触电路，因此它是安全的。从原边绕组（或者导线通过之处）到铁芯的距离，以及从铁芯到副边绕组（或者导线通过之处）增加的距离，必须等于或者大于规范要求的漏电距离。

当原边绕组有多个绝缘隔层时，图3－21给出了原边的Z形绕法和C形绕法。注意接TOPSwitch漏极的原边端绕线，它被埋在第二个隔层之下，可作自身屏蔽，减少电磁干扰EMI(共模传导辐射电流)。Z形绕法减少了变压器的分布电容，也就减少了TOPSwitch的高频交变损耗，并且改进了效率，但绕制较困难，卷绕成本较高。而C形绕法比较容易实现，其绕制成本较低，但它的损耗较高，使效率降低。 图3－22给出了一种新的工艺：在副边采用双重或三重绝缘导线，以消除所需的边缘限制（绝缘导线的规范，可在有关资料中查到）。在双重绝缘导线中，通常每个绝缘隔层都能符合安全的电气强度要求；在三重绝缘导线中，每两个隔层之间都起绝缘效果，通常应符合电气强度要求。在变压器骨架的绕制和焊接过程中，特别要注意防止绝缘层的损伤，细心总结实际的制作工艺与技巧。

上述工艺减小了变压器的尺寸，并且降低了增加边缘界线的工作量，但其材料成本较高，并会增多绕组的成本。原边绕组被卷绕在骨架边缘的全部宽度上。可以考虑把偏置绕组覆盖原边绕组。在原边或偏置绕组与副边绕组之间，通常需要有一层胶带，以防止绝缘导线的磨损。为了固定绝缘绕组，还须另外增加一层胶带。

图3－22

图3－23还标出了卷绕偏置绕组的交替绕制位置，它直接覆盖了副边绕组，可 改进与副边绕组的耦合效果，并且减小漏感（即改进了偏置绕组反馈电路中的负载调整率）。要注意由于偏置绕组是属于原边电路，在副边绕组与交替的偏置绕组之间，应在卷绕变压器的边缘界线时，必须加有另外的绝缘隔层，以补充或增强绝缘性能。 产品手册中变压器其他绕制工艺示意图见图3－23、图3－24。

图3－23 图3－24

第五节 用EI-28、TOP202制作20W开关电源变压器的绕制工

艺、漆包线选用与电网变化试验

用一只TOP204Y，稍许加大散热片（铝合金块），采用普通的国产R2KB铁氧体磁芯EI-28，能制作出负载调整率高达千分之几、允许电网大范围变化（交流电压输入最低值达55VAC、最高为255VAC）的20～30W（＋15V、2APP）的开关稳压电源，其具体电路结构与参数如图3－25所示。 26

该20W开关稳压电源采用普通R2KB国产铁氧体磁性材料，它在低磁场条件下使用，具有较高导磁率，较低矫顽力、较高电阻率。因此，选择适当的原边与副边线圈匝数，磁芯加合理的气隙，只需不大的励磁电流，就能产生较高的磁感应强度，并且具有较高的输出功率，也减小了变压器的体积和重量。

图3－25

另外，由于采用铁氧体磁性材料，具有低的矫顽力，磁滞回线环面积也小，自然使主功率变压器的铁耗也小。而较高的电阻率，又能使磁芯的涡流小，则铁耗也小。价格低廉的锰锌铁氧体（Mn-Zn-Fe），R2KB材料，其导磁率高达2000i，饱和磁通密度BS的值为480mT(25摄氏度时为480mT，在60摄氏度时为420mT)；它的工作频率可高达500～1000kHz；它还有高电阻率＝6•m。EI-28型磁性材料的外形尺寸如图3－26（a）所示，它在100kHz工作频率下的输出功率可达到30W。有关TOPSwitch系列器件所用的10～100W铁氧体磁性材料型号有多种规格，其中E-I型磁芯系列尺寸：从EI-19到EI-40，详见产品手册有关内容。 图3－26（a）中的EI-28磁体分E和I两块部件。其中E块尺寸为：宽度A28mm0.4，高度B20.5mm0.5，厚度尺寸C11mm，窗口D18.6mm，E7.5mm，F12.5mm；而“I”块厚度＝。有关采用EI-28制作单端反激式开关稳压电源主功率变压器绕组匝数、匝数比的计算方法，详见后面介绍。EI-28型磁芯的骨架外形侧视图和底视图，分别见图3－26(b)所示结构，主变压器6个引出脚所确定的相位关系同名端“•”如图3－27所示。

在图3－27中有三个绕组，原边绕组（又称为初级绕组）为①至②，副边绕组（又成为次级绕组）为③至④，反馈绕组为⑤至⑥。①端与④、⑥端是同名端，②端则与③、⑤端为同名端，即它们的相位关系保持一致。

下面给出绕制开关电源变压器的具体步骤和绕制工艺。

绕制变压器初、次级原边绕组与副边绕组漆包线的骨架，是采用与EI-28磁芯配套的标准尺寸塑料骨架，其引脚安排如图3－28所示。该图是从底座看上去，即把骨架引脚倒转了180度底座朝上看的实体接线图。这是实际绕制主功率变压器之前必需首先确定的引脚相位编号，应画出每一根实体引线在电路图中所对应地编号位置。

观看骨架两排引出脚共有10只引脚接点，特别要注意在塑料骨架引出点右上角有一个45度地斜缺口，它是绕组定位的参考基准。通常是首先绕制主功率变压器的原边绕组，把它安排在最里层，电路输入（1）端从近线端“2”脚开始到“3”，再从“4”绕到“5”从（2）端输出。接电网整流后直流高压的原边绕组，应紧靠铁氧体磁芯绕制，有利于增大磁感应强度、提高变换器效率。然后，再绕制主功率变压器的副边绕组和反馈绕组。

电路图中的（1）端接＋300直流高压，它接骨架“2”脚，是绕制原边线圈漆包线的起始点，它紧靠有缺口的空脚“1”接点。骨架进线接点的漆包线可在“2”脚上紧绕2～3圈，先不必焊牢，并应剪留2～3cm长度作裕量。如果原边绕组全部在最里面层，则原边引脚在“3”脚紧绕几圈输出（多留几厘米长度漆包线便于最后焊在印刷板上），作为电路的（2）端输出接TOP202漏级；如果原边绕组分两段绕制，前半段在最里层，后半段在最外层，副边绕组和反馈绕组都包在中间层，则最外层的进线端接“4”脚，绕完后的出线端接“5”脚，它对应电路图中的标记（2）端。绕制好了变压器后，再把“3”与“4”两脚在外部焊接短路。

图3－28左上10脚接电路的直流地（4）端，它是副边绕组漆包线的接入端，即起始焊点，绕完后的引脚9（即副边电路输出端（3）），它在电路板上接整流二极管D2正极端；27

引脚8是空脚，位于中间，便于远离与原边反馈绕组接点。骨架7脚是反馈绕组的入线端，它接原边的高压地线，并与TOP202-S原极短接；反馈绕组的出线接骨架6脚，它在电路图中是（5）端引出线，接整流二级管D3的正极，并经负极再去TOP202-C控制脚。

采用铁氧体磁芯的PWM脉宽调制高频开关稳压电源，对主功率变压器有三项要求： （1） 尽可能减小漏磁，能保证较小的绕组漏电感； （2） 便于绕制，焊接安装方便，有利于批量生产； （3） 散热疏通有效等。

要特别注意减少分布参数对高频变压器的影响。因绕组匝数不多，对波形失真要求不 高，故绕组本身的分布电容不是主要问题。主要是减小漏感引起的关断电压尖峰，根本的方法是合理选择磁芯与完善绕制工艺，实现靠紧贴近与均匀分布绕线，才能尽力减小漏感。选择任何磁芯都要让原边与副边绕组实现紧密耦合，尽量增大原、副边绕组的接触面积，尽量减小初、次级之间的距离（绝缘层只用2～3圈高强度薄膜胶带，每层耐压达到2500V），尽可能增大副边的感应电压，提高输出效率。

虽然磁心在高频高压开关脉冲的强驱动磁场下，其工作动态范围大，但他的饱和磁通密度设计高出工作磁通密度约三倍，不易发生饱和；铁氧体材料的高频特性好，可达到400kHz，在100 kHz工作频率下有足够高的效率；其居里温度达到180度；初始导磁率 较高为2000；另外EI－28的骨架绕线窗口面积宽，有利于初、次极绕组之间实现紧耦合，减少变压器的漏感，从而降低主功率开关管的关断电压尖峰。

由于绕制变压器的漆包线在通过高频开关交变电流时，会产生高频电流集聚在导线表层的“集肤效应”，使高频交流电阻大于直流电阻，并且交变频率越高，使高频电流在导线中的穿透深度越小，则电阻越大。所以在100 kHz开关频率下，为了能保证高频电流完全穿透导线，尽量减小交流电阻，导线的铜截面直径不能大于；再考虑外部绝缘层厚度，在测量漆包线时还需留有余地（再增加~）。

对于20~30w的小功率开关电源变压器，原边绕组的电流很小，选用的漆包线外部直径可减小导，它的铜芯标称直径为。也可选用铜芯直径为（穿透半径仅），测量绝缘外径为的常用高强度聚脂漆包线，这要根据选用的变压器磁心规格，骨架尺寸来确定。

在100kHz开关频率下，铜芯导线的穿透密度时~，圆形铜芯导线的直径则是两倍的穿透深度~，再增加聚脂绝缘外层厚度，则漆包线测量绝缘外径最大不能超过~。

采用EI－28磁心的骨架绕线宽度，与采用PQ26/25磁心的骨架宽度不相同。另外，根据不同功率和设计的绕组匝数，为了让紧密绕制的漆包线尽量均匀的分布在每一层的大部分空间，并尽可能减少铜阻，因此选用的漆包线直径也不相同。对于15W~25W左右的小功率开关电源，采用铜芯直径的漆包线，它在电流密度为 时的载流量达到，其功率容量足够大了。

但对于EI-28磁心骨架，每层绕线宽度仍然有富裕，为减小铜阻，可增大铜芯截面积，采用测量外径为（铜径为）的漆包线，这是经过反复计算得出的。当然对于一只确定的变压器骨架，原边绕组尽可能避免最后几圈多占一层，需适当调节漆包线的直径，尽量减少层数，实现均匀分布，也是一种绕制技巧。

高频电流的集肤效应，意味着导线的有效截面积减小，PWM脉宽调制型开关稳压电源工作频率越高，交变电流的实际电阻也越大。开关电源的工作频率已从十几年前的大约20 kHz，升高到100~500 kHz，甚至于1MHz。因此，在选择电流密度和导线的直径时，应充分的考虑到高频集肤效应应引起的铜线实际有效截面积减小量，它可用穿透深度 来表示，即高频集肤电流沿导线的表面穿透到圆心的径向深度为：

28

2

式中，2f是角频率，是铜线的导磁率，是铜线的电导率。可见，高频电流的穿透深度 是随着不同的工作频率，铜线导磁率和电导率而变化的。对于铜导线，其相对导磁率：1电导率5810/m。

表3-11给出开关频率从1 kHz到100 kHz范围的铜芯导线的穿透深度对应数据（直径是 的两倍，测量绝缘外径再加），并在图3-29中给出了变压器工作频率与绕制铜线穿透深度的关系曲线。

表3-11 在不同频率下的铜芯导线的穿透深度（mm）对应关系表 工作频率f（kHz） 1 3 5 7 10 13 15 18 20

对于工作频率20kHz~50 kHz的PWM硬开关电源，以及工作频率80 kHz~100 kHz的软开关电源，当采用国产高强度聚酯（QZ-2型）漆包圆铜导线时，常用的不同直径的漆包线对应的绝缘外径，铜芯截面积，直流电阻和击穿电压见表3-12，它是国家标准SJ/Z 2921-88规定的。

对于上述十种用在20～100khz开关频率的国产高强度漆包线，当电路设计选择不同的电流密度时，它们对应的不同载流量对照表见表3－13。通常电路设计可取的电流密度为中间范围：3～6A/mm2,或者取4～5A/mm2。

表3-12 常用漆包线的铜径、测量外径、截面积、直流电阻、击穿电压 铜芯导线标称直径（mm） 铜芯直径 漆包线外漆包线测量绝缘外径（mm） 铜芯截面积 （mm2） 导线直流电阻漆包线击穿电压（20度C）（V） （/m） 载流量（A） 1500 1500 1800 1800 1800 2400 2400 2400 3000 3000 穿透深度 工作频率f(kHz) 23 25 30 35 40 45 50 80 100 穿透深度 约 约 6表3-13常用十种国产高强度漆包线在电流密度较小时对应的载流量 29

（mm） 径（mm） mm2 mm2 mm2 mm2 mm2 mm2

表3－13是在电流密度较小时（～ A/mm2）的不同导线对应的载流量数值，表3－14给出在电流密度较大是（~ A/mm2）的不同导线对应的在流量数值。

表3-14 常用十种国产高强度漆包线在电流密度较大时对应的载流量 铜芯直径 漆包线外（mm） 径（mm） mm2 载流量（A） mm2 505A/mm2 mm2 mm2 mm2

例如，当原边绕组匝数为60圈或者55圈时（气隙需要适当调节），若选用的漆包线外径为，则首先初步估算一下单根漆包线的功率容量是否够用；查找对应同芯的直径是，当电流密度选取较小值为2A/mm2线载流量为123mA;若电源功率为25W时，其初级绕组平均电流约为25W/300V=83mA;再加上脉动电流，采用单根铜径的漆包线已有足够的功率容量。

再看用漆包线的EI-28骨架绕制结果是否合理，EI-28骨架的绕线窗口尺寸宽度是，高度是。当用外径为的漆包线时，每一层能够绕下的紧密排列漆包线根数为（）= ,即最多挤下32根漆包线，因此原边绕组在骨架最里层可绕30～31圈，用两层即能绕完60圈，选择漆包线较为合理；当原边绕组为55圈时，第二层则只有（55－31）＝24圈，多出（31－24）＝7圈空隙；若用外径为的漆包线，则每层可绕紧密排列漆包线的根数为（=）,即每层最多挤下29根漆包线，则两层为58～57圈，刚好绕完55圈，剩余不多。可见在用55圈原边绕组时的最佳外径为。

副边输出绕组采用三根外径为的漆包线，平行排列、紧密并绕6圈，其所占有宽度为*3*6＝。剩余绕线宽度为（）mm=,反馈绕组采用两根外径的漆包线并绕5圈，所占宽度为*2*5＝，正巧基本绕满一层骨架宽度。如果原边绕组分两段绕制，把副边绕组和反馈绕组包在中间，则绕完原边绕组前半部分，并用一层绕完副边和反馈绕组后，再多加几层薄膜胶带

30

绝缘，最后绕制原边绕组后半部分。

当采用EI-28、磁芯单侧加气隙片时，在TOP202漏极测量的轻载和重载条件下的高压开关脉冲电压波形，见图3-30。可见轻载时，电源变换器工作为非连续状态，重载时电源变换器工作则变为连续状态，参见图3-19中的TOPSwitch极电压波形和图3-20中极电压波形。

用国产EI-28磁芯和TOP202制作的25W小功率开关电源变换器，在电网输入交流电压大幅度变化时，即从最低值20Vac到最高值260Vac，来观测该高频开关稳压电源的极高压开关脉冲，发现在电网电压仅升到260Vac（调压器已顺时针调节到头），电源仍然稳压输出，并且此变化范围内输出稳压精度高达千分之几。这是不用TOPSwitch制作小功率开关电源所无法达到的高性能。现以调压器指示的七个典型电网输入交流电压值（40、60、80、120、160、200、240Vac，同时用数字万用表精确测量的电网端对应值为：48、68、90、、173、216、256Vac），来观测它们所对应的极高压脉冲波形，入图3-31所示。

从图3-31看出TOP202极的高压开关脉冲宽度，其导通时间是随电网电压的变化而改变的：当输出开始稳压时Vo＝+15V，对应于最低输入电网电压40Vac的导通时间为最宽的，实测的开关周期约为，此时的TOP202极截止时间为（最小值），截止时对应的脉冲高压为172Vpp；当电网电压升高后，导通时间缩短（截止时间变宽），TOP202关断电压也升高。对应的关系如表3-15所示（表中数据是调压器的指示值，是粗略的参考值，精确值应当以数字万用表为准）。

表3-15 实测数据表 电网输入电压 数字表测量值 导通时间 关断电压峰值 当原边绕组为54圈（不加气隙时原边线圈电感量为）时，单侧加气隙，原边电感量减少到，此时若从副边绕组输出端观测低压开关脉冲波形，发现气隙大小的微量变化对变换器工作状态影响较为明显（气隙薄片的实际厚度为，不压紧时为～），见图3-32。 实际上，在具体制作一个电源变压器骨架线圈时，最佳的绕制工艺和参数往往需要多次的反复试验才能确定。即使采用同一种TOP202或者TOP204，但如果采用的EI-28磁芯生产厂家不同，电源的负载不同，实际上使用的输出功率不同，高频变换器的工作状态也不尽相同，因此对于一个具体的设计电路，最佳参数应以实验结果为准。

40 48 172 60 68 200 80 90 255 120 290 160 173 360 200 216 435 240 256 530 第四节 用PQ26/25、TOP204制作40W开关

稳压电源和气隙调节试验

对于2000-3000W大功率稳压电源的驱动控制电路，往往要用较大功率的辅助电源供电，其电路形式与图3-25相同。但+15V辅助稳压电源的主功率变压器磁芯，需改用功率容量较大的PQ26/25铁氧体材料，变换器开关频率仍然为TOPSwitch的设计值100KHz不变。PQ26/25磁芯的外形尺寸与骨架侧视图，底视图，见图3-33，它的骨架绕制漆包线引脚定位实体接线图（底视图）如图3-34所示。

图3-34 铁氧体磁芯PQ26/25的外形尺寸与骨架侧视图、底视图 31

图3-33中的PQ26/25磁体尺寸为：高度A=0.45mm，半块铁芯厚度B=，宽度C=0.45mm，内圆磁芯截面直径D=，内圆窗口最大直径E=0.45mm，半块铁芯内柱骨架高度F=+，磁铁缺口宽度G=（最小值）。

PQ26/25铁氧体磁芯的有效中心柱截面积Ae=118mm=cm，它的骨架可绕线窗口面积

22AQ=×=54mm2=cm2，因此PQ26/25的功率容量乘积为：

AP=Ae×AQ=×=（cm）

它比EI-28的功率容量乘积AP=Ae×AQ=×=（cm），增大了一倍，所以能工作在50W时

铁芯也不会饱和。这从开关电源变压器功率容量计算式（3-61）可知：

44PT106 APAeAQ2fBmKmKc式中，PT是变压器的标称功率（W）取45（W）；Bm是最大磁感应强度（G），取1500G，即工作磁通密度取三分之一的饱和磁通谜底； 是变压器的效率，取；f是变换器的开关频率，取100kHz；是绕组的电流密度，取mm2；Km是窗口的铜填充系数，取值为；KC是磁芯填充系数，KC对于铁氧体＝

把上述数据代入式计算，可得到以下结果：

45106AP0.225 320.8510010150020.41.0前面以得到PQ26/25的功率容量乘积为，比数值约大三倍，如果按50％的余量计算，再100kHz开关频率工作时PQ26/25的输出功率可达到60W，因此设计值为40～50W是充分留有余地的。

单端反激式变换器与全桥式、半桥式变换器的根本区别在于：它的高频变压器磁芯只工作在磁滞回线第一象限（单侧）。单端反激式变换器中的变压器，在高压开关管导通期间只存储能量，而在截止期间才向负载传递能量，因此这种高频变压器既是变压器，又是储能电感，它的设计方法与其他变换器不同。在它的铁氧磁芯中，一般要加进气隙，可降低并且可通过调节气隙来得到所需的电感量。有关单端反激式变换器的三种工作状态的详细分析和计算方法，在前面作具体展开讨论。现在仅初步估算一下采用PQ26/25制作40～50W单端反激式变压器的初级绕组电感量、初级绕组匝数。

 先计算初级绕组（即原边绕组）的电感量，按式（3－11）进行：

E2t2ON LP2TPIN式中，E是电网输入整流滤波后的直流高压，取值E＝＋300V；T是高频开关电源的工作周期，取值T＝10s（即工作频率＝100kHz）；tON是主功率开关导通时间，设最大占空比为，则最大导通时间为；P是电源的输入功率，它与输出功率P0的关系式为：P0＝ PIN，取效率 ＝，P0 ＝45W，则PIN＝45/，代入上式得到：

(300)2(5106)2LP103(mH)2.12(mH) 6210105332

 再计算原边绕组最大峰值电流：

EtON3005106IP0.71(A) 3LP2.1210 又计算初级线圈匝数，有两种计算公式可大致估算，其中之一是采用式（3－62）：

IpLp1080.712.12103108EtON188NP(712.12)1.18127.6Ae(BmBr)Ae(BmBr)1.18(1500500)

初级线圈约为128匝

由于加气隙后的剩余磁感应强度很小，故工作磁密度可取二分之一的饱和磁密，即取B为2500GS，则初级线圈匝数减少到64匝；如果取B＝2000GS，原边绕组匝数变为85匝，可见匝数的调节有一个较宽范围。

另一种估算公式为：

VINMAX108341108NP72.25 34fBmAe41001010001.18原边绕组约为73匝

显然，上述两个计算式得到的匝数值相差交大。实验证明，原边绕组数过多，电感量过大，要得到同样电感量，必须增大气隙，使漏感增加，这会使主功率开关管的关断电压尖峰增大，电源损耗增加，效率则下降。说明理论值只能作基本参考，最佳的绕组数据需要通过反复实验来确定，特别要注意满载60分钟后磁芯温度温升最好不超过60摄氏度（不烫手）。

下面给出用PQ26/25和TOP204等制作40W单端反激式开关稳压电源所得到的三组实验数据与结果（注意：测量电感量和Q值的仪器频率为1kHz）。

1当原边绕组匝数为NP＝52匝时

（1） 两块磁芯间不加气隙时： LP＝ Q＝ （2） 单侧加气隙时： LP ＝ Q＝ （3） 双侧加气隙时： LP＝ Q＝ （4） 单侧加气隙时： LP＝ Q＝ （5） 双侧加气隙时： LP＝ Q＝ 2当原边绕组匝数为NP＝65匝时

（1） 两块磁芯间不加气隙时： LP＝ Q＝ （2） 单侧加气隙时： LP＝ Q＝ 3．双侧加气隙时：LP1.96mH Q2.34 （3）当原边绕组匝数为NP74匝时

1．两块磁芯间不加气隙时： LP25.8mH Q66.2 2．单侧加气隙时： LP3.67mH Q3.83 3．双侧加气隙时： LP1.587mH Q1.68 4．双侧加气隙时： LP2.60mH Q2.75 33

从上面的不同绕组匝数和不同气隙量的原边绕组实测电感值看出，比较接近理论计算值的气隙试验数据有三组：一是当原边绕组匝数为74圈、双侧加气隙时，其原边线圈电感量为；二是当原边绕组匝数为65圈、双侧加气隙时，原边线圈电感量为；三是当原边绕组匝数为52圈、单侧加气隙时，原边线圈电感量为。最接近理论值的原边绕组匝数为65圈。但上述原边线圈电感值的测量条件，是在测量仪器最高频率只有1kHz时的数据，这与实际工作频率为100kHz时的原边绕组电感量又有差别（测量仪器是用天津无线电六厂的高档LCR数字电桥2810）。

下面观测在原边绕组匝数为74圈和52圈两种条件时、双侧加气隙时的实测波形（见图3－35至图3－37），分别在空载时（本机假负载约为，加上其他因素约为）、加载时（约为，包括本机假负载在内）、较重负载时（约为25W）三种情况测量。因需要细致地在方格纸上描绘波形图，使开机通电时间较长，为防止在重载时（40～50W）变压器温升过快，不慎损坏过热的主功率开关管，试验要避免在未完全确定最佳数据之前，试验机长时间工作在重载或者满载条件下。

图3－35 图3－36 图3－37

这里特别要说明，由于研制现代高频开关稳压电源是一项要求知识面宽、难度很大的复杂技术，特别是高频变压器的工作状态与变化难以用计算式预先准确表达和定位，容易发生变压器磁通不复位，甚至出现饱和，导致主功率管爆炸的严重事故。因此试验过程应特别地小心谨慎，尽力避免不可逆的坏损。电网输入的交流电压值，用专门调压器设备来供电，每次开机通电时都把调压器先减小到零，慢慢地增大电网电压。同时严密监视TOP204漏极 （101）

另外，用PQ26/25磁芯作绕组匝数与气隙调节改变电感量试验时，作者把原边绕组改为60匝，在无气隙时电感量为，当把气隙改为双侧时，测量原边线圈电感量减少到，并且在绕制工艺、漆包线直径选用调节等方面作了多项试验。。

在原边绕组保持不变的情况下，磁芯气隙由双侧增大到双侧后，虽然在较重负载输出时连续通电15分钟后TOP204、PQ26/25的温升变化很小，但是在较大输出功率范围内（15～25W），TOP204漏极高压脉冲出现轻度自激振荡，并且开关管工作电流的不连续状态加重。试验表明：再加大气隙、减小电感量（由减到）是不可取的、

当试验原边绕组匝数减少到69～71匝时，气隙仍然为双侧不变，初级线圈电感量约为～，测量TOP204或者采用的TOP225漏极高压脉冲波形，在20W和25W两种条件下观察非连续状态的变化方向。

单端反激式变压器的临界电感量设计很重要，它与输入电压额定值E、输出电压幅值VO、工作频率（周期T）、电源输出功率PO、原边绕组与副边绕组匝数比等许多因素有关。当变压器的初级电感量大于临界电感时，在开关管截止期间变压器储存的能量不能完全释放；当变压器的初级电感量小于临界电感时，则截止期间储存在变压器中的能量可以完全释放出。一般要求初级电感量LP大于或等于临界电感量，临界电感LMIN的计算式如下：

LMINEnVO2T EnVO2PO34

式中，初、次级绕组的匝数比n与E、VO和脉宽占空比DtON/T有关：

nDETONE

1DVOTOFFVO在截止期间储存的能量可完全释放与不能完全释放两种状态下，原边绕组的峰值电流IP计算公式是不同的：

当截止时储能完全释放时（最低输入电压和最大工作比时）：

IP当截止时储能不完全释放时：

2PO

EMINDMAXIPEnVOEnVOT

EnVO2LPEnVO另外，当原边绕组匝数减小到65匝时，适当减小气隙为～，也可使初级线圈电感量变为左右，漏感会更小，此时的主功率开关管脉冲波形良好，它和变压器磁芯的温升均不高，也处在最佳工作状态范围内。

当主功率开关管导通时，随着原边电感线圈中电流IP的线性增大，电网能量逐渐存储在高频变压器磁场中。原边电流的变化由dip/dtVIN/LP得到，铁芯的磁感应强度是从Br增大到峰值Bm；当开关管截止时，原边电流为零，变换器设计使副边整流二极管导通，则副边感应电流输出，在磁通增量相等的工作点稳定建立后，变压器副边绕组的安匝值将与原边安匝值相同，即变换器两边的每匝伏－秒值相等，符合能量守恒定律。开关管截止期间的反激电流逐渐下降到零，铁芯的磁通密度从Bm下降到剩余磁密Br。副边电流的衰减速率由副边电感与副边电压决定，即dis/diVO/LS。

实践证明：一个设计良好、参数优越的中小功率单端反激式PWM高频开关稳压电源，不论其变压器磁芯材料多么优质，原边绕组和气隙调节多么适当，电路设计多么合理，磁芯大小选用多么完美得当，反馈电流控制系统性能多么高超，也无法做到在任意负载条件下，能保证该稳压电源变换器的原边电流工作过程，刚巧处于连续与不连续之间的临界状态。实际上，一个正确设计的单端反激变换器，在电网输入电压大范围变化时，或者负载电流在较大范围内变化时，其工作状态必然会跨越连续与不连续两种过程。关键是设法让反激式变换器在原边电感储能在可完全释放与不完全释放转换两会总方式下，都能稳定地工作，并且电网变化调节率和负载变化调节率均能达到千分之二（而不是原来地百分之几）。

单端反激式变换器的磁芯，通常都要加气隙来解决磁通复位的问题，不但可使变换器稳定正常工作，还能增大电源的输出功率，减少变压器的高频磁芯损耗，并且可进一步提高开关频率，降低原边与副边的纹波电流。

单端反激式变换器的设计原则是必须遵守高频变压器铁芯的磁通工作应能“复位”。虽然它不像推挽式、全桥式变换器那样严格要求功率开关管特性一致，以防止两个半周期不对35

称，引起高频变压器单向偏磁的情况；但如果每个周期结束时磁通不能回到始发点，变压器的磁通随周期重复而逐步增大，将导致磁芯饱和、浪涌电流和高压尖峰，立刻烧坏主功率开关管。在原边电流连续状态下（即初级电感大于临界电感，截止期间变压器储存的能量不完全释放），出现了直流分量，也容易使变压器饱和，从而损坏开关管。

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