模块化多电平变换器

摘要：模块化多电平变换器(MMC)是新一代不需要变压器而实现高、中压电力转换的多级转换器中的一种。MMC的每相是基于多个双向斩波单元的串级连接。因此需要对每个浮动的直流电容器进行电压平衡控制。然而，目前还没有文章涉及到通过理论和实验验证来实现电压平衡控制的明确讨论。本文涉及两种类型的脉冲宽度调制模块化多电平转换器(PWMMMCs)来解决他们的电路配置和电压平衡控制。平均控制和平衡控制的结合使脉冲宽度调制模块化多电平转换器(PWMMMCs)在没有任何外部电路的情况下实现电压平衡。脉冲宽度调制模块化多电平转换器(PWMMMCs)的可行性,以及电压平衡控制的有效性,通过仿真和实验已经被证实。

关键词：电压电力转换，多级转换器，电压平衡控制 一、

介绍：

大功率的转换器的应用需要线性频率变压器来达到加强电压或电流的额定值的目的（见参考文献【1】——【4】）。2004年投入使用的80MW的静态同步补偿器的转换侧由18个中点箝位(NPC)式转换器组成（文献【4】），每个系列的交流双方串联相应的变压器。线性变压器的使用不仅使转换器笨重,而且也导致当单线接地故障发生时出现直流磁通偏差（文献【5】）。

最近，许多关于电力系统和电力电子的多级转换的科学家和工程师，参与到多电平变换器 为了实现无需变压器而实现中压电力转】换（文献【6】-【8】）。两种典型的方法有：

（1）多级多电平转换(DCMC) （文献【6】, 【7】）; （2）飞跨电容型多电平变换器(FCMC)（文献【8】）。

三电平多级多电平转换器（DCMC）或者NPC转换器已经被投入实际使用，如果在DCMC中电平的数量超过三个，容易导致串联的直流电容内在电压的不平衡，因此两个直流电容需要一个外部电路（例如buck—boost斩波电路）（文献【11】），此外，一个箝位二极管耐压值的增长是非常有意义的，而且这种增长需要每相串联多个模块，这就造成一些困难。因此合理的电平数量应该根据实际需要考虑但至多不能超过五个。至于FCMC,四级的脉冲宽度调制（PWM）换流器目前已经被一个制造中压驱动器的企业大量生产。然而，较低的载波频率（低于1KHz）的

浮动电容器的价格依然昂贵，这是FCMC最大的劣势。

图1：斩波式模块化多电平逆变器的电路配置: (a)电源电路,(b) 带直流浮动电容器的双向PWM斩波器

在文献【14】——【20】中都有关于模块化多电平变换器（MMC）的介绍，他们应用于大功率场合。图1展示了一个三相模块化多电平逆变器的基本电路布局。每个支路包含两个由多个双向的级联斩波器单元组成的电感单元和两个非耦合缓冲电感。由于MMC在设计时容易构造、装配，且具有灵活性的特点，所以非常适合用于高中压电力转换。西门子计划将MMC投入实际使用，并以“超高压直流(HVDC)”命名。在文献【19】中指出额定功率为400W的超高压直流(HVDC)系统、直流电压为正负200kv，每相有200个串联的斩波器。然而文献【14】——【20】的作者并没有关于阶梯调整的介绍，特别是每相如何实现200个浮动直流电容器的电压平衡也没有详细说明。此外，实验结果也没有公布。

模块化多电平变换器 双星配置的MMCs 使半桥转换单元（斩波单元型MMC（图1））

使用单相全桥转换单元（桥式单元型MMC）

星形配置MMC（图3（a）） 增量配置MMC（图3（b）） 双MMC（图14） 图2 模块化多电平变换器的分类

本文重点介绍通过每相使用两个非耦合缓冲电感或一个缓冲耦合电感来测试电压平衡控制和脉宽调制MMC(PWMMMC)的操作性能。本文的最终目的是使用PWM-MMC来测试额定功率为1——10MW，直流母线电压为10——30kV，开关频率为200——2000Hz的中压电力转换器。结合平均控制与平衡控制使得实现多个浮动直流电容电压平衡，无需任何外部电路。此外，本文提出双MMC低电压大电流的电源转换。每个直流侧的正和负斩波单元具有一个共同的直流电容器，而其交流侧经由多个缓冲的电感器并联连接。两种不同类型的模块化多电平变换器(MMC)的之间的相似性存在于电路结构和控制方法上。通过仿真结果和实验结果使两个模块化多电平变换器(MMC)的的有效性得到确认。 二、

MMC的拓扑结构

A、按照拓扑图分类

图2展示了基于单相半桥或全桥变换器单元的模块化多电平变换器(MMC)的分类。从它们的拓扑结构，模块化多电平变换器(MMC)的可分为：

1）双星配置的MMCs

2）星形配置MMC[图3的（a） 3）Δ-MMC配置的图3的（b） 4）双MMC（图14）

此外,双星配置的MMCs的可分为:

1）一个斩波单元类型MMC（图1） 2）一个桥型单元类型MMC。

B、在应用和功能方面的比较

双星配置的模块化多电平变换器(MMC)拓扑具有公共直流母线端子，如图1（a）所示，这样就能实现直流—交流和交流—直流的电源转换。然而，星形/三角形配置MMC拓扑结构有没有共同的直流母线端子，如图3所示。结果，虽然它可以控制三相交流端子及浮动型直流电容器之间往复的有功功率，但它不具有实现直流到交流和交流到直流的变换的功能。这表明星形/三角形配置的MMC拓扑结构并不适用于工业电机驱动器，但它适合于STATCOMs和能量存储系统文献【21】——【23】。这种功能在双星配置的MMC拓扑（图1）和星形/三角形配置MMC拓扑（图3）在功能和应用方面最显著的差异。

图3：MMC的电路分布：（a）星形配置MMC(b)双配置MMC

桥型单元类型MMC通过使用单相全桥变换器的单元取代在斩波单元如图1（b）。因此，直流电压源E可以被替换为一个单相交流电压源（文献【16】）。双MMC的详细讨论在第五节。在本文中，斩波单元型MMC的简称为“MMC”。 C、直流回路电流的定义

图1示出根据该电路的MMC，三相逆变器的每相都包括两个由四个双向斩波器组成的单元和两个非耦合缓冲电感。各斩波单元包括一个浮动直流电容器和双向斩波器的形成的两个绝缘栅双极晶体管。值得注意的是每相斩波器单元的工作原理都是相同的。

图1(a)中的电路方程如下：

Evjulj18d(iPu+iNu) （1） dt下标符号j表示每个斩波的单元编号。其中E是电源的直流电压，vju是u相第j个斩波单元的输出电压，l是缓冲电感，iPu和iNu是正负相桥臂电流。（1）式给出基尔霍夫电压定律（KVL），它是于负载的给定回路且被称为“直流回路”。U相直流回路的循环电流iZu可以定义为iZuiPu电流内环

iui1iNuu(iPuiNu) （2） 222

图4：直流电容电压控制框图：（a）平均控制，（b）平衡控制

需要注意的是iPu、iNu、iU、id是支路电流，而iZu是一个不可能直接测量的回路电流。 三、

模块化多电平变换器(MMC)的控制方法

图18中每相浮动直流电容器的电压平衡控制可分为：

1）平均控制 2）平衡控制 A、平均控制

*图4（a）表示平均化控制的框图。它促使u相平均电压vCu受vC的控制，其

18vvCju中Cu8 （3） j1图4（a）中的

**iZuK1(v*v)K(vCCu2CvCu)dt（4）

**从平均控制得到的电压指令，v*AuK3(iZuiZu)K4(iZuiZu)dt （5）

***vCu时,iZuiZui当vC增加。图4中的电流内环的功能是通过来控制直流回路电流Zu。

所以

iZu的反馈控制使

*vC能够控制

*vCi而不受u的影响。

B、平衡控制

*文献[21]中描述的平衡控制的使用迫使个别直流电压受vC的控制。图4（b）展

示了U相平衡控制的框图，其中的控制，

*vBju*vBju受电压的平衡控制。因此平衡控制受

iPu或

iNu的极性根据

iPu或

iNu的变化而改变。当图1中正相桥臂的

*vCvCju(j:14)时，应该从直流电压模块中拿出一个正相电压给4个斩波单元。

当

iPu为正的时候，

vBju(v*Bju)，

iPu形成正相电压。当

iPu为负时，

vBju取负。最终

v*Bju

当j从1—4

K5(v*CvCju)(iPu0)

v*Bju= （6）

K5(v*CvCju)(iPu0)v*Bju

当j从5—8时应描述如下：

K5(v*CvCju)(iNu0)

v*Bju= （7）

K5(v*CvCju)(iNu0)

图5 各相的指令电压：（a）正相臂（b）负相臂

如图5所示各相斩波模块的电压

v*Bju，正相臂和负相臂

v*Bju描述如下：

vvv*ju*Au*Bju*vuE48（j:1—4） (8) *vuE48 （j:5—8） (9)

vvv其中

*vu*ju*Au*Bju是U相负载上的交流电压。图5描述了对直流电源电压E的前馈控制。指

令电压

v*ju被每相直流电容电压

vCju控制，根据与频率为fc的三角波的最大值与

最小值比较得出结果。每个斩波单元格的实际开关频率

fSfC。这8个斩波模

块需要8个同频率但相位相差45度的三角波来达到消除谐波和提高现有可控性的目的。因此，相电压总共是9电平电压波形，而线电压是17电平电压波形。

C、仿真结果

图6显示了图1的仿真波形，表1和表2为电路参数和仿真参数，其中E=9Kw，P=1MW，线电压的有效值为5.5kV。

图6：图1的仿真结果，f=50Hz，

v*C

=2.25Kv，E=9kV

表1：电路仿真参数

括号里面为三相电,电压为5.5kV，频率为50Hz，功率为1MW

表2：控制增益的仿真参数

每个斩波器的直流电容的电压为2.25kV（=9kV/4），然而三相负载电压如下所示：

*vu0.5Esin2ft2*vv0.5Esin(2ft)34*vw0.5Esin(2ft)3 （10）

E9kVf50Hz其中

***vu、vv、vw为三相相电压。图6中每个斩波单元的调制参数都相同。

138CVC2326121.9102.25102H0.1156 (11) 表1中，H定义如下：P10VC是每个斩波单元的额定电压。需要注意的是，

HH定义为存储在直流电容的电

量与额定有功功率之比。因此 图6说明

有第二种定义。

vuv是17线电压电平，通过控制直流电容来获得电压平衡。直流

pdEid (12)

输入Pd被定义为：

ip此处d是一个直流输入电流。d的波形包括以下两个频率成分：一个是从三相

全桥转换器所产生的基频的六次谐波分量（300Hz），另一个是基频（50Hz）。每部分的仿真波形的数据分析在下部分给出。 四、

实验结果

A、用于实验的系统配置

B、

图7、实验电路：（a）半桥电路（b）系统结构

图7展示了基于MMC的半桥电路，它每相的每个斩波单元都有4个小单元，以确定基本工作原理，尽管图1中斩波模块的堆栈数量为8个，但图7（b）显示出一个用于实验的系统配置。两个直流输入串联电容的中性点与星形绕组的变压器的中性点相连。这样使中性电压稳定。直流供应电压E为140V，Cd的电容值为20mF。

图8、用于实验的数字控制系统

图8展示了用于实验的数字控制系统。这个系统检测每个dc电容电压正相电流和负相电流

vCj

iPiN，直流电压E作为模拟——数字（A/D）转换单元

的输入信号。A/D转换单元由7个A/D转换器测量模拟信号，然后模拟信号被转化为7组12位数字信号，一个数字信号处理器（DSP）使用16位的DSP（ADSP-2105）

v*j现场可产生数字信号，在完成图4和图5所示的数字处理之后产生电压命令。编程门阵列单元由以下部分组成：

1）用适当的相位差异产生载波信号2）用

v*j与适当的三角波信号比较

3）门极死区时间持续2us

表3 实验电路参数

括号中为单相电压为50V，电流为5A，50Hz

表4：实验控制参数

现场可编程门阵列单元总生8位门极信号，因为每个斩波单元有两个半导体开关。此外现场可编程门阵列单元将抽样信号发到DSP单元来实现所谓的“同步抽样”。

在DSP环节中的采样延迟应该注意。实验频率fc=8kHz，然而每相三角载波都有90（360/4）度的相位差。如果采用传统的同步采样，DSP单元汇产生63us（=1/(2*fc)）的延迟时间,因为它的抽样和命令更新在每个载波波形的波峰。当为了提高输出电压的可控性而采取的取样方法时，抽样延迟会减少：例如斩波模

块1，在载波信号4的峰值处采样，然后造成延迟时间最小为来减少延迟时间。

v*j在载波信号1的峰值处被更新。因此

31us(1/(4fC))。一个三相的MMC能通过各相延迟120度

C、

在稳态下的实验性能研究

表III和IV显示出用于实验的电路参数和控制增益。实验中使用了功率因数为0.9，功率为250W，频率为50Hz的R-L支路。

图9：图7的试验波形f=50Hz,

v*C

=70V，E=140V

图9示出了当每个斩波器单元的直流电压指令被设定为V=70V的实验波形。负载的交流电压指令是如下所示：

*vo2Vosin2ftVo50Vf50Hz （13）

图7（a）中所含参数计算方法如下：

214ldvo(vjvj)io2j32dt （14） j1vo(RLd)iodt （15）

v由于（14）中第二项的存在，o的波形是从在一个FCMC和FCMC略有不同。

注意， DCMC和FCMC都有一个完整的恒定的阶梯型电压波形。将式（14）带入式（15）得：

214ld(vjvj)RioLio2j32dt （16） j1因此，谐波电压出现在式（16）中的左边的L和数谐波电压通过

l/2处。如果

Ll/2，绝大多

l/2，vo带来更少的谐波电压。

如果

Ll/2，大多数谐波电压

分量将通过L到达对面。

尽管负载电流o是频率为50Hz正弦波的基波分量，但该臂的电流P和N包含不可忽视的低次谐波电流。这种有趣的现象是因为平衡控制的影响。图9中展示了平均控制的指令电压。波形。结果

*vB1*vB1iii是一个公式（6）和（7）中描述的不连续的锯齿

使直流环节出现不连续的循环电流，产生低位谐波电流P和N。

*vB1ii显然和的波动与

iPiN有关。P和N中的开关纹波电流与缓冲电感的电感值和四

ii个斩波模块的谐波电压有关。P和N中的基频频率为16kHz。换句话说，通过增加载波频率和缓冲电容的值能减少脉动电流。图9中当

*vB1ii和P的波形极性改变

i时会存在一个微妙的差异。原因是在P中的16kHz的切换脉动成分没有被精确控制，因为DSP的抽样频率也是16kHZ。这个现象对平衡控制没有影响，因为谐波电流与有功功率无关。应用平均控制来改变图9中可以看出，由于0的存在，使

*vCi达到控制平均电压

vC的目的。从

ivC1和

vC3包含频率为50Hz的交流成分。这个

交流成分与0的基频成反比。这与FCMC的浮动电容器类似。

每个斩波模块的直流电压与平衡控制保持平衡。以式（8）为参考，简化

i斩波单元1和2的电压命令，和如下：

*v0Evv (17)

24*1*2***vB1vB2vA0v1**v2此处做了一个合理的近似，使：。公式（17）表明斩波模

块1和2有相同的参数。因为斩波模块使用了通用的斩波电流P使图9中的与

ivC1vC4vC2相等，公式（17）表明和相等。利用相似的方法，图9中的

*iZ与iZ*iZ与iZv1**v2vC3与

相等。模块中

的实验波形表明不存在稳态误差，甚至相同的控制增益下，直流也不存在稳态误差，因为直流环节中电阻值很小。

C、暂态下的操作性能

图10给出了当MMC的电压命令降到一半，而电路参数和控制增益没有改变时的试验波形。当额定电压为70V时于5%。

vC1与vC3瞬时电压波动被到少

图10：当指令电压由50V变为25V时的试验波形

图11：当平衡控制不起作用时的试验波形

图12：用于实验的耦合线圈

图11展示了平衡控制被有意破坏而平均控制正常运行前后的试验波形。随着时间的推移，电压不平衡的现象在渐渐加剧。因此，平衡控制对于稳定运行来说是不可缺少的。

D、使用电感耦合的缓冲区的操作性能

图7中的两个非耦合的缓冲电感能被一个耦合的单缓冲电感替代，这样可以减小磁性元件的尺寸。图12展示了用于实验的电感器的规格参数。当“c”端或中点直接连到之路中时，“a”和“b”的终端分别于正相臂、负相臂相连。

lab4lac4lbcii与i图12中的电感存在一种关系，。电感器对0没有影响因为PN的磁通量相互抵消。因此

lab的电感值只与循环电流Z有关。耦合线圈的使用

i使其在大小、重量和磁芯费用上减少很多。

图13展示了当耦合电感被使用时的试验情况。在图13中，每个斩波单元的调制指数为0.83，同时平衡控制使负载电流得到利用（相关描述见附件）。然而电感对0没有任何影响，式14可以被写为：

214vovjvj （18） 2j3j1i因此，图13中的v0是具有恒定电压电平的阶梯波形，换句换说，MMC的运行就像于0之外的多级电压源。图9和图13表明两者除了0，有相似

的波形。

iv

图13：加上缓冲电感器的试验波形

图14：使用双MMC的半桥电路

五、 双MMC

图14展示了MMC电路的另一种形式——半桥电路，这种电路是两个图7所示电路的组合。每个直流侧有正极和负极斩波单元，每个斩波单元都有一个普通的直流电容，然而它的交流侧通过两个缓冲电感平行连接。 A、控制思路

双MMC的控制思路除了以下不同外与图1基本相同：尽管图1有一个常见的直流回路来串联每相的斩波单元，但双MMC电路有多个直流回路，因为多个斩波单元形成一个桥臂被平行连在电路中。这意味着多个小电流回路被均匀控制。例如图14中的斩波单元1，应该控制环路电流

iZ1ip1iZ1和

iP1。在此，

iZ1被表述为：

i04 （19）

B、在一个稳态条件下的操作性能

图15的试验波形是图14的仿真结果。图中直流供应电压E=70V，没个斩波模块的直流指令电压

*vC=70V。交流指令电压如下所示：

*v02V0sin2ftV025Vf25Hz （20）

电路参数和控制增益与图9相同。这个实验使用了四个不耦合的缓冲电感。图9和图15表明两种MMC电路有相似的波形。然而比较现实两个

v0的波形在谐

波电压方面不同。原因是双MMC的缓冲电感比图7中平行连接的两个缓冲电感小。图15表明

iP1和

iN1分别是P和N的一半。因此，双MMC电路适合低电压达电路的

ii电路系统。 B、总结

这篇文章已经介绍了两种PWM-MMCS，介绍了他们的控制思路和工作原理验证。计算机仿真使用“PSCAD/EMTDC”软件包，已经验证了三电平PWM-MMC的可操作性。使用实验室的实验系统已经验证了单相PWMMMC的可行性和有效性。MMC在中压、电机驱动、高压直流输电系统（HVDC）、STACOMS、电子通信和控制技术等的电能转换中扮演重要角色。

附录：

A、其他平均控制方法

这部分将介绍不同于图4（a）的另一种平均控制，这种方法的特点是控制正负斩波单元的平均电压

vCupvCup和

vCun，计算方法如下：

14vCju （21） 4j118vCju （22） 4j5*iZupvCun正相斩波单元的命令电流计算方法如下：

（23）

***iZupK1vCvCupK2vcvCupdt负相斩波单元的命令电流

*iZun计算方法如下：

（24）

***iZunK1vCvCunK2vcvCundt正相斩波单元的命令电压

v*Aup的计算方法如下：

（25）

**v*AupK3iZuiZupK4iZuiZupdt负相斩波单元的命令电压

v*Aup的计算方法如下：

（26）

**v*AunK3iZuiZunK4iZuiZundtB、其他平衡控制方法

平衡控制使每个斩波单元的输出电压

vBju与相应的桥臂电流之间形成一个有

功功率。另外两种不同于图4（b）的平衡控制方法如下： 1）这种方法使用桥臂电流计算公式如下：

iPu和iNu*vBju：来控制序号为1—4的正相斩波单元，

**vBjuK5vcvCjuiPu (27) ：来控制序号为5—8的斩波单元，

*vBju这种方法使用桥臂电流公式如下：

iPu和iNu计算

**vBjuK5vcvCjuiNu (28)

包含与

iPu和iNu 公式（27）和（28）表明

*vBjuvBju相同的频率成分，如果

vCju包含交流成分，那么vCju可以被忽略。因此vBju包含直流成分和频率为50Hz的交

vBju流成分。的直流成分形成

iPu和iNu的有效功率。为了避免对系统产生不良影响，

vCju中的交流成分应该被低通滤波器滤除。

iu*vBju2）这种方法是用环路电流来控制序号为1—4的正相斩波单元如下：

**vBjuK5vcvCjuiu计算公式

（29）

*vBju而序号为5—8的负相斩波单元中

**vBjuK5vcvCjuiu计算方法如下：

（30）

*vBjuvBju公式（29）和公式（30）表明意的是

iu与iPu包含与

iu或-iu相同的频率成分。需要注

iPu和iNu同相，

iu与iNu同相。

vBju中频率为50Hz的交流成分与形成

有功功率。

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