电力电子技术 第2章 整流电路 自学最佳课件

ppt文档可能在WAP端浏览体验不佳。建议您优先选择TXT，或下载源文件到本机查看。 第2章 章

2.1 2.2 2.3 2.4 2.5 2.6 2.7 整流电路

单相可控整流电路 三相可控整流电路 变压器漏感对整流电路的影响 电容滤波的不可控整流电路 整流电路的谐波和功率因数 大功率可控整流电路 整流电路的有源逆变工作状态

2.8 晶闸管直流电动机系统 2.9 相控电路的驱动控制 本章小结 2-1

第2章 章 整流电路：

整流电路²引言 整流电路 引言

出现最早的电力电子电路，将交流电变为直流电。 整流电路的分类： 整流电路的分类

按组成的器件可分为不可控 半控 全控 不可控、半控 全控三种。 不可控 半控、全控 按电路结构可分为桥式电路 零式电路。 桥式电路和零式电路 桥式电路 零式电路。 按交流输入相数分为单相电路 多相电路。 单相电路和多相电路 单相电路 多相电路。 按变压器二次侧电流的方向是单向或双向，又分为 单拍电路和双拍电路 单拍电路 双拍电路。 双拍电路 2-2

第2章 章 2.1

整流电路 单相可控整流电路

2.1.1 单相半波可控整流电路 2.1.2 单相桥式全控整流电路 2.1.3 单相全波可控整流电路 2.1.4 单相桥式半控整流电路 2-3

2.1.1 单相半波可控整流电路

单相半波可控整流电路(Single Phase Half Controlled Rectifier) T Wave VT u VT 2 id u d

1）带电阻负载的工作情况

变压器T起变换电压和 电气隔离的作用。 电阻负载的特点：电压 电阻负载的特点 与电流成正比，两者波 a) u 1 u R u b) 2

0 u c) 0 u d) 0 u VT e) d g ωt 1 π 2π ωt ωt α θ ωt

形相同。 0 ωt

单相半波可控整流电路及波形 2-4 2.1.1 单相半波可控整流电路 基本数量关系

首先，引入两个重要的基本概念： 触发延迟角： 触发延迟角：从晶闸管开始承受正向阳极电压起到施加触发脉冲 止的电角度,用α表示,也称触发角或控制角。 导通角：晶闸管在一个电源周期中处于通态的电角度，用θ表示 。 导通角 直流输出电压平均值为

1 π 2U2 1+ cosα (1+ cosα) = 0.45U2 Ud = ∫ 2U2 sin ωtd(ωt) = α 2π 2π 2 VT的α 移相范围为180° °

通过控制触发脉冲的相位来控制直流输出电压大小的 方式称为相位控制方式 相位控制方式，简称相控方式 相控方式。 相位控制方式 相控方式 2-5

2.1.1 单相半波可控整流电路 2) 带阻感负载的工作情况

阻感负载的特点：电感 阻感负载的特点 u2

对电流变化有抗拒作用， 使得流过电感的电流不 发生突变。 讨论负载阻抗角 ? 、触发 角a、晶闸管导通角θ的 关系。 b) 0 ug c) 0 ud ωt 1 π 2π ωt ωt

+ d) 0 id e) 0 u f) 0 VT + α ωt θ ωt

ωt

带阻感负载的 单相半波电路及其波形 2-6 2.1.1 单相半波可控整流电路 电力电子电路的一种基本分析方法 通过器件的理想化，将电路简化为分段线性电路。 器件的每种状态对应于一种线性电路拓扑。

VT VT L u2 R a) b) u2 L R

对单相半波电路的分析 可基于上述方法进行： ：

当VT处于断态时，相当于 电路在VT处断开，id=0。 当VT处于通态时，相当于 VT短路。

单相半波可控整流 电路的分段线性等效电路 a)VT处于关断状态 b)VT处于导通状态 2-7

2.1.1 单相半波可控整流电路 VT

当VT处于通态时，如下方程 成立： di L d + Rid = 2 2 sinωt U dt 初始条件：ωt=α ，id=0。求解上式并将初始 条件代入可得 id = ? 2U2 sin( α ??)e Z R ? (ωt ?α ) ωL L u 2 R b)

b) VT处于导通状态 +

ωL ? = arctan ? 其中 Z = R + (ωL) ， R 2 2

2U2 sin( ωt ??) Z

当ωt=θ+α时，id=0，代入上式并整理得 sin α ??)e ( tan? θ

= sin θ +α ??) ( 2-8

2.1.1 单相半波可控整流电路 续流二极管

当u2过零变负时，VDR导通， L储存的能量保证了电流id 在 L-R-VDR回路中流通，此过程 通常称为续流 续流。 续流 a)

ud为零，VT承受反压关断。 b)

u2 O ud c) O id d) O i VT e) O i VD f) O u VT g) O R ω t1 ωt

ωt Id

数量关系( 数量关系 id近似恒为Id） IdVT ωt

Id π-α π+α

1 π 2 π ?α IVT = Id d(ωt) = Id α 2π ∫ 2π π +α IdVDR = Id 2 π 1 2π +α 2 π +α IVDR = Id d(ωt) = Id π 2π ∫ 2π π ?α = Id 2 π ωt ωt ωt

单相半波带阻感负载 有续流二极管的电路及波形 2-9 2.1.1 单相半波可控整流电路 单相半波可控整流电路的特点

VT的α 移相范围为180°。 ° 简单，但输出脉动大，变压器二次侧电流中含直流 分量，造成变压器铁芯直流磁化。 实际上很少应用此种电路。 分析该电路的主要目的建立起整流电路的基本概念。 2-10

2.1.2 单相桥式全控整流电路

单相桥式全控整流电路(Single Phase Bridge Contrelled Rectifier) 1) 带电阻负载的工作情况 电路结构 工作原理及波形分析 VT1和VT4组成一对桥臂，在 u2 正半周承受电压u2 ，得到 触发脉冲即导通，当u2 过零 时关断。 VT2和VT3组成另一对桥臂， 在u2正半周承受电压-u2，得 到触发脉冲即导通，当u2 过 零时关断。 a) d

ud id b) 0 α u VT c) 0 i2 d) 0 u d (i ) π α ωt 1,4 ωt ωt

单相全控桥式 带电阻负载时的电路及波形 2-11

2.1.2 单相桥式全控整流电路 数量关系

2 2U2 1+ cosα 1+ cosα Ud = ∫ 2U2 sin ωtd(ωt) = = 0.9U2 α π π 2 2 a 角的移相范围为180°。 1 π

向负载输出的平均电流值为：

Id = Ud 2 2U2 1+ cosα U 1+ cosα = = 0.9 2 R πR 2 R 2 ud id b) 0 α u VT c) 0 i2 d) 0 d d

流过晶闸管的电流平均值只有 输出直流平均值的一半，即： 1 U2 1+ cosα IdVT = Id = 0.45 2 R 2 π α ωt 1,4 ωt ωt 2-12

2.1.2 单相桥式全控整流电路 流过晶闸管的电流有效值：

π ?α U2 1 1 π 2U2 2 IVT = ∫α ( R sin ωt) d(ωt) = 2R 2π sin 2α + π 2π

变压器二次测电流有效值I2与输出直流电流I有效值相等： 2U2 U2 2 I = I2 = ∫α ( R sinωt) d(ωt) = R π 1 由以上两式得： π

1 π ?α sin 2α + 2π π ud id d d IVT 1 = I 2 b)

0 α u VT π α ωt 1,4

不考虑变压器的损耗时，要 求变压器的容量 S=U2I2。 c) 0 i2 d) 0 ωt ωt 2-13

2.1.2 单相桥式全控整流电路 2）带阻感负载的工作情况 ）

假设电路已工作于稳态，id 的平 均值不变。 假设负载电感很大，负载电流id 连续且波形近似为一水平线。 u2过零变负时，晶闸管VT1和VT4 并不关断。 至 ωt=π+α 时 刻 ， 晶 闸 管 VT1 和 VT4关断，VT2和VT3两管导通。 VT2 和VT3 导通后，VT1 和VT4 承 受反压关断，流过VT1和VT4的电 流迅速转移到VT2和VT3上，此过 程称换相 换相，亦称换流 换流。 换相 换流

u2 O ud O id i VT O 1,4 ωt ωt

Id Id Id Id Id

ωt ωt ωt ωt ωt i VT O 2,3

O i2 u VT O 1,4 O b)

单相全控桥带 阻感负载时的电路及波形 2-14 2.1.2 单相桥式全控整流电路 数量关系 Ud = α π∫ 1

π +α

2U2 sinωtd(ωt) = 2 2 π

U2 cosα = 0.9U2 cosα 2

晶闸管移相范围为90°。 晶闸管承受的最大正反向电压均为 电流的平均值和有效值： 2U 2。

O ud O id i VT O 1,4 ωt ωt

Id Id Id Id Id

晶闸管导通角θ与a无关，均为180°。 ωt ωt ωt ωt ωt i VT O 2,3 O i2 IdT = 1 Id 2 IT = 1 2

Id = 0.707Id u VT O 1,4 O b)

变压器二次侧电流i2的波形为正负各180°的矩形波，其相 位由a角决定，有效值I2=Id。 2-15

2.1.2 单相桥式全控整流电路 3） 带反电动势负载时的工作情况

在|u2|>E时，才有晶闸管承 受正电压，有导通的可能。 导通之后， ud ? E ud=u2， id = ， R 直至|u2|=E，id即降至0使得 晶闸管关断，此后ud=E 。 ud E O id Id O α θ δ ωt ωt b)

单相桥式全控整流电路接反电动 势—电阻负载时的电路及波形

与电阻负载时相比，晶闸管提前了电角度δ停止导电， E δ称为停止导电角， δ = sin?1 2 2 U

在a 角相同时，整流输出电压比电阻负载时大。 2-16

2.1.2 单相桥式全控整流电路 如图所示id波形： ud E O i d α θ δ ωt I

电流连 续 d O

电流断续 ωt b)

单相桥式全控整流电路接反电动势—电阻 电阻负载时的波形 电阻

当α < δ时，触发脉冲到来时，晶闸管承受负电压，不可能导通。 触发脉冲有足够的宽度，保证当ωt=δ时刻有晶闸管开始承受正电 压时，触发脉冲仍然存在。这样，相当于触发角被推迟为δ。 2-17

2.1.2 单相桥式全控整流电路

负载为直流电动机时，如 果出现电流断续，则电动 机 的机械特性将很软 。 为了克服此缺点，一般 在主电路中直流输出侧 串联一个平波电抗器。

ud α δ 0 θ=π E π ωt id O ωt

单相桥式全控整流电路带反电动势负载串平 波电抗器，电流连续的临界情况

这时整流电压ud的波形和负载电流id的波形与阻感负载电流连 续时的波形相同，ud的计算公式也一样。 为保证电流连续所需的电感量L可由下式求出： 2 2 2 U ?3 U2 L= = 2.87³10 I in Idm πω dm in 2-18

2.1.3 单相全波可控整流电路

单相全波可控整流电路（ 单相全波可控整流电路（Single Phase Full Wave Controlled Rectifier)，又称单相双半波可控整流电路。 ，又称单相双半波可控整流电路。 ud O α i1 O ωt ωt a) b)

单相全波可控整流电路及波形

单相全波与单相全控桥从直流输出端或从交流输入 端看均是基本一致的。 变压器不存在直流磁化的问题。 2-19

2.1.3 单相全波可控整流电路

单相全波与单相全控桥的区别： 单相全波与单相全控桥的区别：

单相全波中变压器结构较复杂，材料的消耗多。 单相全波只用2个晶闸管，比单相全控桥少2个，相 应地，门极驱动电路也少2个；但是晶闸管承受的最 大电压是单相全控桥的2倍。 单相全波导电回路只含1个晶闸管，比单相桥少1个， 因而管压降也少1个。 从上述后两点考虑，单相全波电路有利于在低输出电 压的场合应用。 2-20

2.1.4 单相桥式半控整流电路 电路结构

单相全控桥中，每个导电 回路中有2个晶闸管，1个 晶闸管可以用二极管代替， 从而简化整个电路。 如此即成为单相桥式半控 单相桥式半控 整流电路（先不考虑 整流电路 VDR）。 u2 b) O ud

ωt α ωt

Id Id π? α Id Id π? α O id i VTO i VD1 4

ωt ωt ωt

Id Id 电阻负载

半控电路与全控电路在 电阻负载时的工作情况 相同。 i VTO i VD 2 3 i VDO R

O i2 O α

ωt ωt

单相桥式半控整流电路，有续流二极 管，阻感负载时的电路及波形 2-21 2.1.4 单相桥式半控整流电路 单相半控桥带阻感负载的情况

在u2 正半周，u2 经VT1 和VD4 向负载供电。 u2 过零变负时，因电感作用 b) 电流不再流经变压器二次绕组， 而是由VT1和VD2续流。 在u2 负半周触发角a时刻触发 VT3 ， VT3 导 通 ， u2 经 VT3 和 VD2向负载供电。 u2 过 零 变 正 时 ， VD4 导 通 ， VD2 关 断 。 VT3 和 VD4 续 流 ， ud又为零。 u 2 O ud

ωt α ωt

Id Id π? α Id Id π? α O id i VTO i VD1 4

ωt ωt ωt Id

i VTO i VD 2 3 i VDO R

O i2 O α

ωt ωt

单相桥式半控整流电路，有续流二极管， 阻感负载时的电路及波形 2-22

2.1.4 单相桥式半控整流电路 续流二极管的作用

避免可能发生的失控现象。 若无续流二极管，则当a 突然增大至180°或触发脉冲 丢失时，会发生一个晶闸管持续导通而两个二极管轮流导 通的情况，这使ud成为正弦半波，其平均值保持恒定，称 为失控。 失控 有续流二极管VDR时，续流过程由VDR完成，避免了失控 的现象。 续流期间导电回路中只有一个管压降，有利于降低损耗。 2-23

2.1.4 单相桥式半控整流电路

单相桥式半控整流电路的另一种接法

单相全控桥式 带电阻负载时的电路及波形 单相桥式半控整流电路的 另一接法

相当于把图中的VT3和VT4换为二极管VD3和VD4， 这样可以省去续流二极管VDR，续流由VD3和VD4来 实现。 2-24 2.2

三相可控整流电路

2.2.1 三相半波可控整流电路 2.2.2 三相桥式全控整流电路 2-25 2.2

三相可控整流电路²引言 三相可控整流电路 引言

交流测由三相电源供电。 负载容量较大，或要求直流电压脉动较小、 容易滤波。 基本的是三相半波可控整流电路，三相桥 式全控整流电路应用最广 。 2-26

2.2.1 三相半波可控整流电路 1)电阻负载 电阻负载 电路的特点： a)

变压器二次侧接成星形得到 零线，而一次侧接成三角形 避免3次谐波流入电网。 三个晶闸管分别接入a、b、c 三相电源，其阴极连接在一 起——共阴极接法 。 c) b) u2

α =0 u a ub uc R id O ω t1 ωt2 ω t3 ωt

uG O ud d) O i VT 1 ωt ωt

自然换相点：

二极管换相时刻为自然换相点 自然换相点， 自然换相点 是各相晶闸管能触发导通的最早 时刻，将其作为计算各晶闸管触 发角a的起点，即a =0°。 ° e) u f) O VT

ωt ωt 1 O

u ab u ac

三相半波可控整流电路共阴极接法电阻 负载时的电路及a =0°时的波形 2-27

2.2.1 三相半波可控整流电路 a =0°时的工作原理分析 ° 变压器二次侧a相绕组和晶 闸管VT1的电流波形，变压 器二次绕组电流有直流分 量。 晶闸管的电压波形，由3段 组成。 a) R u2 b)

α =0 u a ω t2 ub uc

O ω t1 uG ω t3 ωt

c) O ud d) O i VT 1 ωt ωt

e) f) u VT O 1

ωt ωt u ab u ac O

三相半波可控整流电路共阴极接法 电阻负载时的电路及a =0°时的波形 2-28

a=30°的波形 ° ? 特点：负载电流处于连续和断续之间的临界状态。 u2

α =30° ua 0 ub uc ωt uG ud 0

ωt ωt1 ωt iVT 0 1 uVT 0 1

ωt uac 0 ωt uab uac

三相半波可控整流电路，电阻负载， a=30°时的波形 2-29

a>30°的情况 ° ? 特点：负载电流断续，晶闸管导通角小于120° 。 u2

α=60° u a ub uc

O uG O ud O 1 ωt ωt ωt iVT O ωt

三相半波可控整流电路，电阻负载， a=60°时的波形 2-30

2.2.1 三相半波可控整流电路

整流电压平均值的计算 a≤30°时，负载电流连续，有： 1 Ud = 2π 3 ∫π

5π +α 6 +α

2 2 sin ωtd(ωt) = U 6

3 6 U2 cosα =1.17U2 cosα 2π

当a=0时，Ud最大，为Ud =Ud0 =1.17 2 。 U

a>30°时，负载电流断续，晶闸管导通角减小，此 时有： Ud = 1 2π 3 ∫ π π 6 +α

2U2 sin ωtd(ωt) =

π π 3 2 ? ? ? ? U2 ?1+ cos( +α)? = 0.675?1+ cos( +α)? 2π 6 6 ? ? ? ? 2-31

2.2.1 三相半波可控整流电路

Ud/U2随a变化的规律如图中的曲线1所示。

1.2 1.17 Ud/U2 / 0.8 0.4 2 0 30 60 90 α/(° ) 120 150 1 3

三相半波可控整流电路Ud/U2随a变化的关系 1－电阻负载 2－电感负载 3－电阻电感

负载 2-32

2.2.1 三相半波可控整流电路 负载电流平均值为

Ud Id = R 晶闸管承受的最大反向电压，为变压器二次线电压峰值， 即

URM = 2 ³ 3 2 = 6U2 = 2.45 2 U U

晶闸管阳极与阴极间的最大正向电压等于变压器二 次相电压的峰值，即 UFM = 2 2 U 2-33

2.2.1 三相半波可控整流电路 2）阻感负载 ）

特点：阻感负载，L值很大， id波形基本平直。 a≤30°时：整流电压波形与 电阻负载时相同。 a>30° 时 （ 如 a=60° 时 的 波 形如图所示）。

u2 过零时，VT1 不关断，直到 VT2 的脉冲到来，才换流，— —ud波形中出现负的部分。 id 波形有一定的脉动，但为简 化分析及定量计算，可将id 近 似为一条水平线。 ud ua ub uc O ia α ωt

ib O ic O id O ωt ωt ωt O

阻 感 负 载 时 的 移 相 范 围 为 三相半波可控整流电路，阻感负载时的电路及 90°。 α =60°时的波形 2-34 O O u ac ωt ωt

2.2.1 三相半波可控整流电路 数量关系

由于负载电流连续， Ud可由前面的公式求出，即 Ud =Ud0 =1.17U2

Ud/U2与a成余弦关系，如图 中的曲线2所示。如果负载 中的电感量不是很大， Ud/U2与a的关系将介于曲线 1和2之间，曲线3给出了这 种情况的一个例子。 1.2 1.17 Ud/U2 0.8 0.4 2 0 30 60 90 α/(° ) 120 150 1 3

三相半波可控整流电路Ud/U2随a变化的关系 1－电阻负载 2－电感负载 3－电阻电感负载 2-35

2.2.1 三相半波可控整流电路

变压器二次电流即晶闸管电流的有效值为 晶闸管的额定电流为

1 I2 = IVT = Id = 0.577Id 3 IVT(AV) IVT = = 0.368Id 1.57

晶闸管最大正、反向电压峰值均为变压器二次线 电压峰值 UFM =URM = 2.45U2

三相半波的主要缺点在于其变压器二次电流 中含有直流分量，为此其应用较少。 2-36 2.2.2

三相桥式全控整流电路 导通顺序：

VT1－VT2 －VT3－ VT4 －VT5－VT6 三相桥是应用最为广泛的整流电路

共 阴 极 组 —— 阴 极连接在一起的 3个晶闸管（VT1 ， VT3，VT5） 三相桥式全控整流电路原理图

共阳极组——阳 共阳极组 极连接在一起的 3个晶闸管（VT4， VT6，VT2） 2-37 2.2.2

三相桥式全控整流电路

1）带电阻负载时的工作情况 ）

当a≤60°时，ud波形均连续，对于电阻负载，id波形 ° 与ud波形形状一样，也连续

波形图： a =0 a =30° a =60°

当a>60°时，ud波形每60°中有一段为零，ud波形不 ° 能出现负值 波形图： a =90°

带电阻负载时三相桥式全控整流电路a角的移相范 围是120° 2-38

u2 α = 0°ua ud1 ub uc

O ud2 u 2L ud ωt1

Ⅰ u ab Ⅱ uac Ⅲ u bc Ⅳ u ba Ⅴ uca Ⅵ u cb ωt u ab uac O ωt i VT 1

O u VT 1 u ab uac u bc u ba uca

ucb u ab uac ωt O ωt u ab uac

三相桥式全控整流电路带电阻负载a=0°时的波形 2-39 u d1

α = 30°u a ub uc

O u d2 ud ωt1

Ⅰ u ab Ⅱ u ac Ⅲ u bc Ⅳ u ba Ⅴ u ca Ⅵ u cb ωt u ab u ac O ωt u VT 1 u ab u ac u bc u ba u ca u cb u ab u ac O ωt ia O u ab u ac ωt

三相桥式全控整流电路带电阻负载a= 30 °时的波形 2-40 α = 60° u d1 ua ub uc

ωt1

O u d2 ud u ab Ⅰ u ac Ⅱ u bc Ⅲ u ba Ⅳ u ca Ⅴ u cb Ⅵ u ab ωt u ac O ωt u VT 1 u ac u ac O ωt u ab

三相桥式全控整流电路带电阻负载a= 60 °时的波形 2-41 u d1 ua ub uc ua ub

O u d2 ud u ab u ac u bc u ba u ca u cb u ab u ac u bc u ba ωt O ωt id O i VT 1 ωt O ia ωt O ωt

三相桥式全控整流电路带电阻负载a= 90 °时的波形 2-42 2.2.2 时 段

三相桥式全控整流电路

晶闸管及输出整流电压的情况如下表所示 I VT1 VT6 ua-ub =uab

II VT1 VT2 ua-uc =uac III VT3 VT2 ub-uc =ubc IV VT3 VT4 ub-ua =uba V VT5 VT4 uc-ua =uca VI VT5 VT6 uc-ub =ucb

共阴极组中导通 的晶闸管 共阳极组中导通 的晶闸管 整流输出电压ud 2-43 2.2.2

三相桥式全控整流电路

三相桥式全控整流电路的特点 特点

（1）2管同时通形成供电回路，其中 共阴极组和共阳极组各1，且不 能为同1相器件。 （2）对触发脉冲的要求：

按VT1-VT2-VT3-VT4-VT5-VT6的顺序，相位依次差60°。 共阴极组VT1、VT3、VT5的脉冲依次差120°，共阳极组 VT4、VT6、VT2也依次差120°。 同一相的上下两个桥臂，即VT1 与 VT4 ，VT3 与 VT6 ， VT5与VT2，脉冲相差180°。 2-44 2.2.2

三相桥式全控整流电路

三相桥式全控整流电路的特点 特点 （3）ud 一周期脉动6次，每次脉动的波形都一样，故该 电路为6脉波整流电路。 （4）需保证同时导通的2个晶闸管均有脉冲 可采用两种方法：一种是宽脉冲触发 一种是双脉冲触发（常用） (5）晶闸管承受的电压波形与三相半波时相同，晶闸管 承受最大正、反向电压的关系也相同。 2-45 2.2.2

三相桥式全控整流电路 2) 阻感负载时的工作情况

a≤60°时（a =0° ；a =30° ） °

ud波形连续，工作情况与带电阻负载时十分相似。

主要 包括 各晶闸管的通断情况 输出整流电压ud波形 晶闸管承受的电压波形

区别在于：得到的负载电流id波形不同。 当电感足够大的时候， id的波形可近似为一条水平线。

a >60°时（ a =90°） °

阻感负载时的工作情况与电阻负载时不同。

电阻负载时，ud波形不会出现负的部分。 阻感负载时，ud波形会出现负的部分。 带阻感负载时，三相桥式全控整流电路的a角移相 范围为90° 。 2-46

u2 α= 0°ua ud1 O ωt1 ud2 u2L ud Ⅰ Ⅱ uab uac ub uc ωt

Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ ubc uba uca ucb uab uac O ωt

id O iVT 1

ωt ωt O

三相桥式全控整流电路带阻感负载a= 0 °时的波形 2-47

u d1

α = 30° ua ub uc

O u d2 ud ωt1

Ⅰ u ab Ⅱ u ac Ⅲ u bc Ⅳ u ba Ⅴ u ca Ⅵ u cb ωt u ab u ac O ωt

id O ia O ωt ωt

三相桥式全控整流电路带阻感负载a= 30 °时的波形 2-48 α = 90° u d1 ub uc ua

O u d2 ud ωt1

Ⅰ u ac Ⅱ u bc Ⅲ u ba Ⅳ u ca Ⅴ u cb Ⅵ u ab ωt u ab u ac O ωt u VT 1 u ac u ac O u ab ωt

三相桥式全控整流电路带阻感负载a= 90 °时的波形 2-49 2.2.2

3) 定量分析

三相桥式全控整流电路

当整流输出电压连续时（即带阻感负载时，或带电阻 负载a≤60°时）的平均值为： Ud = π π∫

° 1

2π +α 3 +α

6 2 sin ωtd(ωt) = 2.34 2 cosα U U 3 3

带电阻负载且a >60°时，整流电压平均值为： Ud =

π ∫3 +α 3 π π

π ? ? 6 2 sin ωtd(ωt) = 2.34 2 ?1+ cos( +α)? U U 3 ? ? 输出电流平均值为 ：Id=Ud /R 2-50 2.2.2

三相桥式全控整流电路

当整流变压器采用星形接法，带阻感负载时，变压器二 次侧电流波形如上面图所示，其有效值为：

I2 = 1 ? 2 2 2 ? 2 Id ³ π + (?Id )2 ³ π ? = Id = 0.816Id ? 2π ? 3 3 ? 3 晶闸管电压、电流等的定量分析与三相半波时一致。 接反电势阻感负载时，在负载电流连续的情况下，电路 工作情况与电感性负载时相似，电路中各处电压、电流 波形均相同。 仅在计算Id时有所不同，接反电势阻感负载时的Id为： Id = Ud ? E R

式中R和E分别为负载中的电阻值和反电动势的值。 2-51

2.3 变压器漏感对整流电路的影响

考虑包括变压器漏感在内的交流侧电感的影响， 该漏感可用一个集中的电感LB表示。 现以三相半波为例，然后将其结论推广。 VT1换相至VT2的过程：

因a、b两相均有漏感，故ia、 、 ib均不能突变。于是VT1和VT2 同时导通，相当于将a、b两相 短路，在两相组成的回路中产 生环流ik。 ik=ib是逐渐增大的， 而ia=Id-ik是逐渐减小的。 当ik增大到等于Id时，ia=0，VT1 关断,换流过程结束。 ud α ua ub uc O ωt

ia ib ic ia Id id ic O γ ωt

考虑变压器漏感时的 三相半波可控整流电路及波形 2-52 2.3 变压器漏感对整流电路的影响

换相重叠角——换相过程持续的时间，用电角度γ表示。 换相重叠角 换相过程中，整流电压ud 为同时导通的两个晶闸管所对 应的两个相电压的平均值。 dik dik ua + ub ud = ua + LB = ub ? LB = dt dt 2

换相压降——与不考虑变压器漏感时相比，ud平均值 降低的多少。

π π di 1 α+γ +56 3 α+γ +56 ?Ud = (ub ? ud )d(ωt) = ∫ 5π [ub ? (ub ? LB k )]d(ωt) 5π α 2π / 3 ∫ + 6 2π α+ 6 dt π 3 α+γ +56 dik 3 Id 3 = ∫ 5π LB d(ωt) = ∫ ωLBdik = X BI d 0 2π α+ 6 dt 2π 2π 2-53

2.3 变压器漏感对整流电路的影响 换相重叠角γ的计算

dik = (ub ? ua ) 2LB = dt 6 2 sin( ωt ? U 2LB 5 π ) 6 由上式得：

dik 6 2 U 5 π = si ( ωt ? n ) dωt 2X B 6 进而得出： ik = ∫ ωt 5π 6 α+

6U2 5π 6U2 5π sin( ωt ? )d(ωt) = [cosα ? cos(ωt ? )] 2X B 6 2X B 6 2-54

2.3 变压器漏感对整流电路的影响

由上述推导过程，已经求得： ωt 6U2 5π 6U2 5π ik = ∫ 5π sin( ωt ? )d(ωt) = [cosα ? cos(ωt ? )] α+ 6 6 2X B 6 2X B 5 π 当 ωt = α + γ + 时，ik = Id，于是

6 2 U Id = [cosα ? cos( + γ )] α 2X B 2X BId cosα ? cos( + γ ) = α 6U2 6

γ 随其它参数变化的规律： （1） Id越大则γ 越大； （2） XB越大γ 越大； （3） 当α≤90°时，α 越小γ 越大。 ° 2-55

2.3 变压器漏感对整流电路的影响 变压器漏抗对各种整流电路的影响

各种整流电路换相压降和换相重叠角的计算 电路形式 单相 全波 XB

单相全 控桥 2X B Ud π Id π Id

三相 半波 3X B Id 2π 2X B I d 6U2

三相全 控桥 3X B

m脉波 整流电路 mX B ① Id 2π Id XB 2U2 sin ② π Id

cosα ? cos(α + γ ) Id XB 2U2 2I d X B 2U2 2X B I d 6 2 U π m

注：①单相全控桥电路中，环流ik是从-Id变为Id。本表所 列通用公式不适用； ②三相桥等效为相电压等于 3U2的6脉波整流电路， 3U2 故其m=6，相电压按 3U2 代入。 3U2 2-56

2.3 变压器漏感对整流电路的影响

变压器漏感对整流电路影响的一些结论: 变压器漏感对整流电路影响的一些结论

出现换相重叠角γ ，整流输出电压平均值Ud降低。 整流电路的工作状态增多。 晶闸管的di/dt 减小，有利于晶闸管的安全开通。 有时人为串入进线电抗器以抑制晶闸管的di/dt。 换相时晶闸管电压出现缺口，产生正的du/dt，可 能使晶闸管误导通，为此必须加吸收电路。 换相使电网电压出现缺口，成为干扰源。 2-57

2.4 电容滤波的不可控整流电路

2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路 2.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路 2-58

2.4 电容滤波的不可控整流电路

在交—直—交变频器、不间断电源、开关电源等应 用场合中，大量应用。 最常用的是单相桥和三相桥两种接法。 由于电路中的电力电子器件采用整流二极管，故也 称这类电路为二极管整流电路。 2-59

2.4.1电容滤波的单相不可控整流电路 电容滤波的单相不可控整流电路

常用于小功率单相交流输入的场合，如目前大量普及 的微机、电视机等家电产品中。 1） 工作原理及波形分析 ） 基本工作过程： 基本工作过程：

在u2正半周过零点至ωt=0期间，因u2i,u d iC iR C R 0 i ud

VD 1 i2 u1 u2 VD 2

VD 3 ud + θ π 2π ωt VD 4 δ b) a)

电容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形 a) 电路 b) 波形 2-60 2.4.1电容滤波的单相不可控整流电路 电容滤波的单相不可控整流电路 2) 主要的数量关系 输出电压平均值

空载时， d = 2U2 。 U 重载时，Ud逐渐趋近于0.9U2，即趋近于接近电阻负载时的特性。 在设计时根据负载的情况选择电容C值，使 RC ≥ (3 ~ 5)T / 2 , 此 时输出电压为： Ud≈1.2 U2。 电流平均值

输出电流平均值IR为： 二极管电流iD平均值为： IR = Ud /R Id =IR ID = Id / 2=IR/ 2 二极管承受的电压 2U2 2-61

2.4.1电容滤波的单相不可控整流电路 电容滤波的单相不可控整流电路 感容滤波的二极管整流电路

实际应用为此情况，但分析复杂。 ud波形更平直，电流i2的上升段平缓了许多，这 对于电路的工作是有利的。 i2,u2,ud u2 i2 ud δ 0 θ π ωt a) b)

感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形 a） 电路图 b）波形 2-62 2.4.2电容滤波的三相不可控整流电路 电容滤波的三相不可控整流电路 1） 基本原理 ） 某一对二极管导通时，输出电压等于交流侧线电压中最 大的一个，该线电压既向电容供电，也向负载供电。 当没有二极管导通时，由电容向负载放电，ud按指数规 律下降。 ud u ab u uac d ia δ 0 θ π 3

π ωt id

O a) b) ωt

电容滤波的三相桥式不可控整流电路及其波形 2-63

2.4.2电容滤波的三相不可控整流电路 电容滤波的三相不可控整流电路

由 “电压下降速度相等”的原则，可以确定临界条件。假设在wt+d =2p/3的时刻“速度相等”恰好发生，则有

d[ 6 2sin( ωt +θ )] U d(ωt) 2π ωt +δ =

3 1 2π ? 2π ?ωRC[ωt-( 3 -δ )] ? d? 6U2sin e ? 3 ? = ? d(ωt) 2π 由上式可得

ωt +δ = 电流id 断续和连续的临界条件ωRC= 3 临界条件 3 3 在轻载时直流侧获得的充电电流是断续的，重载时是连续的， 分界点就是R= 3/ωC。 。 a a

O id O a) ωt O id ωt ωt O b) ωt

电容滤波的三相桥式整流电路当ωRC等于和小于 3时的电流波形 a）ωRC= 3 b）ωRC< 3 2-64

2.4.2电容滤波的三相不可控整流电路 电容滤波的三相不可控整流电路

考虑实际电路中存在的交流侧电感以及为抑制冲击 电流而串联的电感时的工作情况： 电流波形的前沿平缓了许多，有利于电路的正常工作。 随 着负载的加重，电流波形与电阻负载时的交流侧电流波形 逐渐接近。 ia O b) ωt ia O ωt c)

考虑电感时电容滤波的三相桥式整流电路及其波形 a）电路原理图 b）轻载时的交流侧电流波形 c）重载时的交流侧电流波形 2-65

2.4.2电容滤波的三相不可控整流电路 电容滤波的三相不可控整流电路 2) 主要数量关系

（1）输出电压平均值 输出电压平均值 Ud在（2.34U2 ~2.45U2）之间变化 电流平均值 （2）电流平均值 输出电流平均值IR为： 与单相电路情况一样，电容电流iC平均值为零， 因此： Id =IR 二极管电流平均值为Id的1/3，即： ， IR = Ud /R

ID = Id / 3=IR/ 3

（3）二极管承受的电压 二极管承受的电压

二极管承受的最大反向电压为线电压的峰值，为 6U2 。 2-66

2.5 整流电路的谐波和功率因数

2.5.1 谐波和无功功率分析基础 2.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧 谐波和功率因数分析 2.5.3 电容滤波的不可控整流电路交流侧 谐波和功率因数分析 2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析 2-67

2.5 整流电路的谐波和功率因数 引言 整流电路的谐波和功率因数²引言

随着电力电子技术的发展，其应用日益广泛，由此带 来的谐波(harmonics)和无功(reactive power)问题日益 严重，引起了关注。 无功的危害：

导致设备容量增加。 使设备和线路的损耗增 加。 线路压降增大，冲击性 负载使电压剧烈波动。

谐波的危害：

降低设备的效率。 影响用电设备的正常工作。 引起电网局部的谐振，使谐 波放大，加剧危害。 导致继电保护和自动装置的 误动作。 对通信系统造成干扰。 2-68

2.5.1 谐波和无功功率分析基础 1） 谐波 ）

正弦波电压可表示为： 为傅里叶级数： 傅里叶级数： 傅里叶级数

基波（fundamental）——频率与工频相同的分量 谐波——频率为基波频率大于1整数倍的分量 谐波次数——谐波频率和基波频率的整数比 n次谐波电流含有率以HRIn（Harmonic Ratio for In）表示 u (t ) =

2 U sin( ω t + ? u )

对于非正弦波电压，满足狄里赫利条件，可分解

电流谐波总畸变率THDi（Total Harmonic distortion）定义为 In HRI n = ³100% I1 Ih THDi = ³100% I1 2-69

2.5.1 谐波和无功功率分析基础 2） 功率因数 ） 正弦电路中的情况

电路的有功功率 有功功率就是其平均功率： 有功功率 平均功率

视在功率为电压、电流有效值的乘积，即S=UI 视在功率 无功功率定义为： 无功功率 Q=U I sin?

1 2π P= ∫0 uid (ωt) =UI cos? 2π

功率因数λ 定义为有功功率P和视在功率S的比值： λ =

功率因数是由电压和电流的相位差? 决定的：λ =cos ?

此时无功功率Q与有功功率P、视在功率S之间有如下关 系： S2 = P2 + Q2 P S 2-70

2.5.1 谐波和无功功率分析基础 非正弦电路中的情况

有功功率、视在功率、功率因数的定义均和正弦电路相同，功 率因数仍由式 λ = P定义。 不考虑电压畸变，研究电压为正弦波、电流为非正弦波的情况 有很大的实际意义。 S

非正弦电路的有功功率 ：P=U I1 cos?1 功率因数为 功率因数 ：λ = P = UI1 cos?1 = I1 cos?1 =ν cos?1 S UI I

位移因数（基波功率因数）——cos? 1 位移因数

基波因数——n =I1 / I，即基波电流有效值和总电流有效值之比 基波因数

功率因数由基波电流相移 电流波形畸变 基波电流相移和电流波形畸变 基波电流相移 电流波形畸变这两个因素共 同决定的。 2-71

2.5.1 谐波和无功功率分析基础 非正弦电路的无功功率 定义很多，但尚无被广泛接受的科学而权威的定义。 一种简单的定义是仿照前式给出的： Q = S2 ? P2

无功功率Q反映了能量的流动和交换，目前被较广泛的接受。 也可仿照前面的公式定义无功功率，为和上式区别，采用符号Qf， 忽略电压中的谐波时有：Q f =U I 1 sin? 1 ? 在非正弦情况下， 2 ≠ P2 + Q2，因此引入畸变功率 畸变功率D，使得： 畸变功率 S f

S2 = P2 + Q2 + D2 f

Q f为由基波电流所产生的无功功率，D是谐波电流产生的无 功功率。 2-72

2.5.2 带阻感负载时可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析 1) 单相桥式全控整流电路

忽略换相过程和电流脉动，带阻感负载，直流 电感L为足够大（电流i2的波形见右图） i 2 d O ωt i2 = 4 π 4

Id (si ωt + n

1 1 si 3 t + si 5 t + L) n ω n ω 3 5 变压器二次侧电流谐波分析： In = 2 2Id nπ

1 = I si nωt= ∑ 2In si nωt n n π d n=∑,L n 1,3,5 n= ,3,5,L 1 n=1,3,5,„

电流中仅含奇次谐波。

各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效值的 比值为谐波次数的倒数。 2-73

2.5.2 带阻感负载时可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析

功率因数计算 2 2 基波电流有效值为 I1 = Id π

i2的有效值I= Id，结合式（2-74）可得基波因数为 I1 2 2 ν= = ≈ 09 . I π

电流基波与电压的相位差就等于控制角α ，故位移因数为 λ1 = cos?1 = cosα 所以，功率因数为

I1 2 2 λ =νλ1 = cos?1 = cosα ≈ 0.9cosα I π 2-74

2.5.2 带阻感负载时可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析 2）三相桥式全控整流电路 ）

阻感负载，忽略换相 过程和电流脉动，直 流电感L为足够大。 以 α =30°为例，此时， 电流为正负半周各 120°的方波，其有效 值与直流电流的关系 为： I = 2 Id 3 ud1

α= 30° u a ub uc

O ωt1 ud2 ud Ⅰ u Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ uab Ⅱ ubc uba uca ucb uab uac ac ωt O ωt id I = O ia O ωt 2 Id 3 （2-78） ωt

三相桥式全控整流电路 带阻感负载a=30°时的波形 2-75

2.5.2 带阻感负载时可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析 变压器二次侧电流谐波分析： 变压器二次侧电流谐波分析： 电流基波和各次谐波有效值分别为

6 I ?I1 = ? π d ? ?I = 6 I , d ? n nπ ? n = 6k ±1 k =1 2,3 L , , ,

电流中仅含6k±1（k为正整数）次谐波。 各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效值的比值为 谐波次数的倒数。 功率因数计算

基波因数： 位移因数仍为： ν=

λ1 = cos?1 = cosα I

I1 3 = ≈ 0.955 I π

功率因数为： λ =νλ = I1 cos?1 = 3 cosα ≈ 0.955cosα 1 π 2-76

2.5.3 电容滤波的不可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析 1) 单相桥式不可控整流电路

实用的单相不可控整流电路采用感容滤波。

电容滤波的单相不可控整流电路交流侧谐波组成有如下 规律：

谐波次数为奇次。 谐波次数越高，谐波幅值越小。 谐波与基波的关系是不固定的。 ω LC 越大，则谐波越小。 关于功率因数的结论如下：

位移因数接近1，轻载超前，重载滞后。 谐波大小受负载和滤波电感的影响。 2-77

2.5.3 电容滤波的不可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析 2) 三相桥式不可控整流电路

实际应用的电容滤波三相不可控整流电路中通常有滤波电感。 交流侧谐波组成有如下规律： 交流侧谐波组成有如下规律

谐波次数为6k±1次，k =1，2，3„。 谐波次数越高，谐波幅值越小。 谐波与基波的关系是不固定的。

关于功率因数的结论如下： 关于功率因数的结论如下

位移因数通常是滞后的,但与单相时相比,位移因数更接近1。 随负载加重（ωRC的减小），总的功率因数提高；同时，随 滤波电感加大，总功率因数也提高。 2-78

2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析 整流电路的输出电压中主要成分为直流，同时包含各 种频率的谐波，这些谐波对于负载的工作是不利的。

α =0° 时，m脉波整流电路的整 ° 流电压和整流电流的谐波分析。 整流输出电压谐波分析 整流输出电流谐波分析 详见书P72 详见书

α =0°时，m脉波整流电路 的整流电压波形 2-79

2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析

α =0°时整流电压、电流中的谐波有如下规律：

m脉波整流电压ud0的谐波次数为mk（k=1，2，3„„）次， 即m的倍数次；整流电流的谐波由整流电压的谐波决定， 也为mk次。 当m一定时，随谐波次数增大，谐波幅值迅速减小，表明 最低次（m次）谐波是最主要的，其它次数的谐波相对 较少；当负载中有电感时，负载电流谐波幅值dn 的减小 更为迅速。 m增加时，最低次谐波次数增大，且幅值迅速减小，电压 纹波因数迅速下降。 2-80

2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析 α 不为0°时的情况： 不为 °时的情况 整流电压谐波的一般表达式十分复杂， 下面只说明谐波电压与α 角的关系。 以n为参变量，n次谐波幅值对α

2 U2L 0.3 cn 0.2 0.1 n=12 n=18 0 30 60 90 120 150 180 n=6

的关系如图所示： 当α 从0°~ 90°变化时，ud的谐波 ° ° 幅值随α 增大而增大， α =90°时 ° 谐波幅值最大。

α 从90°~ 180°之间电路工作于有

源逆变工作状态，ud 的谐波幅值 随α 增大而减小。 α/(°)

三相全控桥电流连续时，以 n为参变量的与α 的关系 2-81

2.6 大功率可控整流电路

2.6.1 带平衡电抗器的双反星形 可控整流电路 2.6.2 多重化整流电路 2-82

2.6 大功率可控整流电路 引言 大功率可控整流电路²引言 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路的特点： 适用于低电压、大电流的场合。 多重化整流电路的特点：

在采用相同器件时可达到更大的功率。 可减少交流侧输入电流的谐波或提高功率因数，从而 减小对供电电网的干扰。 2-83

2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 电路结构的特点

二次侧为两组匝数相同极性相 反的绕阻，分别接成两组三相 半波电路。 二次侧两绕组的极性相反可消 除铁芯的直流磁化。 平衡电抗器是为保证两组三相 半波整流电路能同时导电。 与三相桥式电路相比，双反星 形电路的输出电流可大一倍。 带平衡电抗器的双反星形 可控整流电路 2-84

2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 绕组的极性相反的目的：消除直流磁通势 消除直流磁通势

如图可知，虽然两组相电流的瞬时值不同，但是平均电流相 等而绕组的极性相反，所以直流安匝互相抵消。 u d1 ua ub uc O ia 1I 2 d ωt

1I 6 d u c' u a' u b' u c' O u d2 ωt

O i a' 1I 2 d ωt 1I 6 d O ωt

双反星形电路，α =0°时两组整流电压、电流波形 2-85

2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 接平衡电抗器的原因： 接平衡电抗器的原因：

当电压平均值和瞬时值均相等时，才能使负载均流。 两组整流电压平均值相等，但瞬时值不等。 两个星形的中点n1和n2间的电压等于ud1和ud2之差。 该电压加在Lp上，产生

电流ip，它通过两组星形自成 回路，不流到负载中去，称为环流 平衡电流 环流或平衡电流 环流 平衡电流。 为了使两组电流尽可能平均分配，一般使Lp值足够大， 以便限制环流在负载额定电流的1%～2%以内。 2-86

2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 双反星形电路中如不接平衡电抗器，即成为 六相半波整流电路： 六相半波整流电路： 只能有一个晶闸管导电，其余五管均阻断，每管最大导通 角为60o，平均电流为Id/6。 当α=0o 时，Ud为1.35U2，比三相半波时的1.17U2略大些。 因晶闸管导电时间短，变压器利用率低，极少采用。

平衡电抗器的作用： 平衡电抗器的作用： 使得两组三相半波整流电路同时导电。

对平衡电抗器作用的理解是掌握双反星形电路 原理的关键。 2-87

2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 平衡电抗器使得两组三相半波整流电路同时导电的 u ,u u u u u u u u 原理分析： 原理分析：

d1 ' d2 b a ' c b ' a c ' b

平衡电抗器Lp 承担了n1 、 n2 间的 电位差，它补偿了ub′ 和ua 的电动 势差，使得ub′ 和ua 两相的晶闸管 能同时导电。 在流经LP时，LP上要感应一电动势 up，其方向是要阻止电流增大。可 导出Lp两端电压、整流输出电压的 数学表达式如下： up = ud2 ? ud1 a)

t O ω1 u p ° 60 ω t

ωt1 时，ub′>ua，VT6导通，此电流 b) O

° 360 平衡电抗器作用下输出电压的波形 和平衡电抗器上电压的波形 ω t

1 1 1 ud = ud2 ? up = ud1 + Up = (ud1 + ud2 ) 2 2 2 平衡电抗器作用下两个晶闸管 同时导电的情况 2-88

2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 原理分析(续 ： 原理分析 续)：

虽然 ud1 < ud 2，但由于Lp的平衡作 用，使得晶闸管VT6 和VT1 同时导 通。 时间推迟至ub′与ua的交点时， ub′ = ua ， up = 0 。 之后 ub′ < ua ，则流经 ub′相的电流 要减小，但Lp有阻止此电流减小的 作用，up的极性反向，Lp仍起平衡 的作用，使VT6继续导电。 直到 uc′ > ub′ ，电流才从VT6换至 VT2。此时VT1、VT2同时导电。 每一组中的每一个晶闸管仍按三相 半波的导电规律而各轮流导电。

平衡电抗器作用下两个晶闸管 同时导电的情况 ud1 ,ud2 ub ua u'c ub ua uc ub ' ' ' t O ω1 u p b) O ° 360 平衡电抗器作用下输出电压的波形 和平衡电抗器上电压的波形 ° 60 a) ω t ω t

2-89

2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 由上述分析以可得：

平衡电抗器中点作为整流电压输出的负端，其输出的整流电压瞬时 值为两组三相半波整流电压瞬时值的平均值。波形如图。

1 1 1 ud = ud2 ? up = ud1 + Up = (ud1 + ud2 ) 2 2 2 谐波分析

分析详见P75-P76。

ud中的谐波分量比直流分量 要小得多，且最低次谐波为 六次谐波。 ud1 ,u d2 ub ua u'c ub ua uc ub ' ' ' a)

t O ω1 ° 60 ω t up b) O ω t

° 360 平衡电抗器作用下输出电压的波形 和平衡电抗器上电压的波形 直流平均电压为：U d 0 = 1 . 17 U 2 2-90

2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 α =30°、 α =60°和α =90°时输出电压的波形分析 ° ° °

分析输出波形时，可先求出ud1 和ud2 波形，然后根据前式做出 波形( ud1+ud2 ) / 2。 输出电压波形与三相半波电路 比较，脉动程度减小了，脉动 频率加大一倍，f=300Hz。 电感负载情况下，移相范围是 90°。 电阻负载情况下，移相范围为 120°。 O ud 。 ud α = 30 u u ' a c ub ua' uc ' ub

α = 60。 ' uc ωt

ub ua' uc ' ub O ud

α = 90。 u ' c ωt ub ' ua uc ' ub O ωt

当α =30°、60°、90°时，双反星形 电路的输出电压波形 2-91

2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 整流电压平均值与三相半波整流电路的相等，为: Ud=1.17 U2 cos α

将双反星形电路与三相桥式电路进行比较可得 出以下结论： 三相桥为两组三相半波串联，而双反星形为两组三相 半波并联，且后者需用平衡电抗器。

当U2相等时，双反星形的Ud是三相桥的1/2，而Id是 单相桥的2倍。 两种电路中，晶闸管的导通及触发脉冲的分配关系一 样，ud和id的波形形状一样。 2-92

2.6.2 多重化整流电路 概述：

整流装置功率进一步加大时，所产生的谐波、无功功率等对电 网的干扰也随之加大，为减轻干扰，可采用多重化整流电路。 原理：

按照一定的规律将两个或更多的相同结构的整流电路 进行 组合得到。 目标：

移项多重联结减少交流侧输入电流谐波，串联多重整流电路采用 顺序控制可提高功率因数。 2-93

2.6.2 多重化整流电路 1) 移相多重联结

有并联多重联结和串联多 重联结。 可减少输入电流谐波，减 小输出电压中的谐波并提 高纹波频率，因而可减小 平波电抗器。 使用平衡电抗器 平衡电抗器来平衡2 平衡电抗器 组整流器的电流。 2个三相桥并联而成的12 脉波整流电路。 脉波整流电路 并联多重联结的12脉波整流电路 2-94

2.6.2 多重化整流电路

移相30°构成的串联 重联结电路 移相 °构成的串联2重联结电路 整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形接法构成相位相差 30°、大小相等的两组电压。

该电路为12脉波整流电路。 i a1 星形

a) 0 i a2 b) 0 ' i ab2 c) 0 iA 1 I 3 d 3 I 3 d Id 180° i ab2 2 I 3 d 360°ω t Id ωt

2 3 I 3 d ωt (1+

2 3 3 ) Id d) 0 3 I 3 d (1+ 3 3 )I d ωt

三角形

移相30°串联2重联结电路

移相30°串联2重联结电路电流波形 2-95

2.6.2 多重化整流电路

iA基波幅值Im1和n次谐波幅值Imn分别如下： Im1 = 4 3 2 3 (单 时 桥 为 Id ) π Id π

14 3 Imn = Id n π n =12k ±1, k =1,2,3,L

即输入电流谐波次数为12k±1，其幅值与次数成反 比而降低。 该电路的其他特性如下： 直流输出电压 U d = 6 6U 2 cos α π 位移因数 cos?1=cosα （单桥时相同） 功率因数 λ=ν cos?1 =0.9886cosα 2-96

2.6.2 多重化整流电路

利用变压器二次绕阻接法的不同，互相错开20°， 可将三组桥构成串联 重联结电路 串联3重联结电路 串联 重联结电路：

整流变压器采用星形三角形组合无法移相20°，需采用曲折 接法。 整流电压ud 在每个电源周期内脉动18次，故此电路为18脉 脉 波整流电路。 波整流电路 交流侧输入电流谐波更少，为18k±1次（k=1, 2, 3„），ud 的脉动也更小。 输入位移因数和功率因数分别为： cos?1=cosα λ=0.9949cosα 2-97

2.6.2 多重化整流电路

将整流变压器的二次绕组移相15°，可构成串联 串联4 串联 重联结电路： 重联结电路：

脉波整流电路。 为24脉波整流电路。 脉波整流电路 其交流侧输入电流谐波次为24k±1，k=1，2，3„。 输入位移因数功率因数分别为： cos?1=cosα λ=0.9971cosα

采用多重联结的方法并不能提高位移因数，但可使输 入电流谐波大幅减小，从而也可以在一定程度上提高 功率因数。 2-98

2.6.2 多重化整流电路

2) 多重联结电路的顺序控制

只对一个桥的α角进行控制，其余各桥的工作状态则 根据需要输出的整流电压而定。 或者不工作而使该桥输出直流电压为零。 或者α =0而使该桥输出电压最大。 根据所需总直流输出电压从低到高的变化，按顺序依 次对各桥进行控制，因而被称为顺序控制 顺序控制。 顺序控制 不能降低输入电流谐波，但是总功率因数可以提高。 。 我国电气机车的整流器大多为这种方式。 2-99

2.6.2 多重化整流电路

3重晶闸管整流桥顺序控制 重晶闸管整流桥顺序控制 控制过程可详见教材P78。 从电流i的波形可以看出，虽然波形并为改善，但其基波 分

量比电压的滞后少，因而位移因数高，从而提高了总的 功率因数。 ud O α

π+α b) i 2 Id Id

单相串联3重联结电路及顺序控制时的波形 2-100 a) c)

2.7 整流电路的有源逆变工作状态

2.7.1 逆变的概念 2.7.2 三相桥整流电路的有源逆变工作状态 2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制 2-101

2.7.1 逆变的概念

1) 什么是逆变？为什么要逆变？ 什么是逆变？为什么要逆变？

逆变（Invertion）——把直流电转变成交流电，整流 的逆过程。 逆变电路——把直流电逆变成交流电的电路。

有源逆变电路——交流侧和电网连结。 应用：直流可逆调速系统、交流绕线转子异步电动机串级调速 以及高压直流输电等。 无源逆变电路——变流电路的交流侧不与电网联接，而直接接到负 载，将在第5章介绍。 对于可控整流电路，满足一定条件就可工作于有源逆 变，其电路形式未变，只是电路工作条件转变。既工 作在整流状态又工作在逆变状态，称为变流电路 变流电路。 变流电路 2-102

2.7.1 逆变的概念

2) 直流发电机 电动机系统电能的流转 直流发电机—电动机系统电能的流转

电路过程分析。 两个电动势同极性相接时，电流总是从电动势高的流向低的，回路 电阻小，可在两个电动势间交换很大的功率。 直流发电机—电动机之间电能的流转

a）两电动势同极性EG >EM b）两电动势同极性EM >EG c）两电动势反极性，形成短路 2-103

2.7.1 逆变的概念 3) 逆变产生的条件

单相全波电路代替上述发电机 交 流 电 网 输 出 电 功 率 ud α u10 u20

u10 Ud>EM ud u10 u20 u 10

O id=iVT +iVT

1 ωt

O id O b) ωt Ud

π /2，使Ud为负值。

半控桥或有续流二极管的电路，因其整流电压ud 不能出现负值，也不允许直流侧出现负极性的电 动势，故不能实现有源逆变。 欲实现有源逆变，只能采用全控电路。 2-105

2.7.2三相桥整流电路的有源逆变工作状态 三相桥整流电路的有源逆变工作状态 逆变和整流的区别： 逆变和整流的区别 控制角 α 不同 0<α <π /2 时，电路工作在整流状态。 π /2< α < π时，电路工作在逆变状态。

可沿用整流的办法来处理逆变时有关波形与参数 计算等各项问题。

把α > π /2时的控制角用π? α = β表示，β 称为逆变角 逆变角。 逆变角 逆变角β和控制角α的计量方向相反，其大小自β =0的 起始点向左方计量。 2-106

2.7.2三相桥整流电路的有源逆变工作状态 三相桥整流电路的有源逆变工作状态 三相桥式电路工作于有源逆变状态，不同逆变角时的 输出电压波形及晶闸管两端电压波形如图所示。

u2 ua ub uc ua ub uc ua ub uc ua ub O

ωt β =π 3 β=π

4 u cb u ab uac u bc u ba u ca β=π

6 u cb u ab u ac u bc u ba uca ucb u ab u ac u bc u d u ab u ac u bc u ba u ca ωt 1 ω t2 ω t3 O ωt β=π 3 β=π 4 β=π 6

三相桥式整流电路工作于有源逆变状态时的电压波形 2-107

2.7.2三相桥整流电路的有源逆变工作状态 三相桥整流电路的有源逆变工作状态 有源逆变状态时各电量的计算：

U d = ?2.34U 2 cos β = ?1.35U 2 cos β

输出直流电流的平均值亦可用整流的公式，即 I d

=

每个晶闸管导通2π/3，故流过晶闸管的电流有效值为： Id IVT = = 0.577I d 3 从交流电源送到直流侧负载的有功功率为： Pd = R Σ I d2 + E M I d U ? E RΣ

当逆变工作时，由于EM为负值，故Pd一般为负值， 表示功率由直流电源输送到交流电源。 在三相桥式电路中，变压器二次侧线电流的有效值为： I 2= 2 I VT = 2 I d = 0 . 816 I 3 d 2-108

2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制 逆变失败（逆变颠覆） 逆变失败

逆变时，一旦换相失败，外接直流电源就会通过晶闸 管电路短路 短路，或使变流器的输出平均电压和直流电动势变 短路 成顺向串联 顺向串联，形成很大短路电流 短路电流。 顺向串联 短路电流 1) 逆变失败的原因

触发电路工作不可靠，不能适时、准确地给各晶闸管分 配脉冲，如脉冲丢失、脉冲延时等，致使晶闸管不能正 常换相。 晶闸管发生故障，该断时不断，或该通时不通。 交流电源缺相或突然消失。 换相的裕量角不足，引起换相失败。 2-109

2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制 换相重叠角的影响：

当β >γ 时，换相结束时，晶 闸管能承受反压而关断。 ud ua ub uc ua ub O p

ωt β <γ ωt α

id O i VT 2

β γ β >γ 3 β γ i VT 2 i VT i VT 1 i VT 3

交流侧电抗对逆变换相过程的影响 如果β <γ 时（从图右下角的波形中可清楚地看到），该通的晶闸管 （VT2）会关断，而应关断的晶闸管（VT1)不能关断，最终导致逆变 失败。 2-110

2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制

2) 确定最小逆变角βmin的依据

逆变时允许采用的最小逆变角β 应等于

βmin=δ +γ+θ′ δ ——晶闸管的关断时间tq折合的电角度 tq大的可达200~300ms，折算到电角度约4°~5°。 γ —— 换相重叠角

随直流平均电流和换相电抗的增加而增大。 θ′——安全裕量角

主要针对脉冲不对称程度（一般可达5°）。值约取为10°。 2-111

2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制 γ —— 换相重叠角的确定： 1) 查阅有关手册 举例如下：

整流电压 整流电流 变压器容量 短路电压比Uk% 220V 800A 240kV。A 5% γ

15°~20°

2) 参照整流时γ 的计算方法

cos α ? cos( α + γ ) = Id X B 2U 2 sin π m

根据逆变工作时 α = π ? β ，并设 β = γ ，上式可改写成 cos γ = 1 ? Id X 2U 2 B sin π m

这样， βmin一般取30°~35°。 2-112

2.8 晶闸管直流电动机系统

2.8.1 工作于整流状态时 2.8.2 工作于有源逆变状态时 2.8.3 直流可逆电力拖动系统 2-113

2.8 晶闸管直流电动机系统 引言 晶闸管直流电动机系统²引言

晶闸管直流电动机系统——晶闸管可控整流装 晶闸管直流电动机系统 置带直流电动机负载组成的系统。

是电力拖动系统中主要的一种。 是可控整流装置的主要用途之一。 对该系统的研究包括两个方面：

其一是在带电动机负载时整流电路的工作情况。 其二是由整流电路供电时电动机的工作情况。本 节主要从第二个方面进行分析。 2-114 2.8.1

工作于整流状态时 ud ua ub uc ud Ud E

整流电路接反电动势 负载时，负载电流断 续，对整流电路和电 动机的工作都很不利。 通常在电枢回路串联 一平波电抗器，保证 整流电流在较大范围 内连续，如图所示。 idR O

ωt α id ic ia ib ic O ωt

三相半波带电动机负载且 加平波电抗器时的电压电流波形 2-115 2.8.1

工作于整流状态时

此时，整流电路直流电压的平衡方程为 U d = EM + RΣ I d + ?U 式中， RΣ = RB + RM +

EM 为电动机的反电动势

RΣ I d 负载平均电流Id所引起的各种电压降，包括： 3X B 2π 。

– 变压器的电阻压降 Id RB – 电枢电阻压降 I d RM – 由重叠角引起的电压降 3X B Id (2π )

U 晶闸管本身的管压降，它基本上是一恒值。 系统的两种工作状态：电流连续工作状态 电流断续工作状态 2-116 2.8.1

工作于整流状态时

1) 电流连续时电动机的机械特性

在电机学中，已知直流电动机的反电动势为 EM = Cen 可根据整流电路电压平衡方程式，得 EM = 1.17U 2 cosα ? RΣ I d ? ?U

转速与电流的机械特性关系式为 1.17U 2 cosα RΣ I d + ?U n= Ce ? Ce

n 3X Id B (R +R + 2π ) C B M e a1 a2 a1 a 4>60° ° ° 考虑电流断续时 Id 2-119 2.8.2

工作于有源逆变状态时

1) 电流连续时电动机的机械特性

E M = ? (U d 0 cos β + I d R Σ ) n=?

β '增大方向 β '1 β '2 β '3 β '4

电流连续时的机械特性由 U d ? E M = I d RΣ 决定的。 E 逆变时由于Ud = ?Ud 0 cos

β ， M 反接，得 因为EM=Cen，可求得电动机的机械特性方程式 1 (U d 0 cos β + I d RΣ ) C n 反组变流器e 正组变流器 α 增大方向 β 增大方向 Id

α1 α2 α3 α4 α =β = π 2 2

α '= β '= π α '增大方向

α'4 α'3 α'2 α '1 α 1 = β '1 ; α '1 = β 1 α 2 = β '2 ; α '2 = β 2 β4 β3 β2 β1

电动机在四象限中的机械特性 2-120 2.8.2

工作于有源逆变状态时

2) 电流断续时电动机的机械特性 可沿用整流时电流断续的机械特性表达式，把α = π ? β代 入前面三式中，便可得EM、n与Id的表达式。以三相半波电 路为例：

EM = 2U 2 cos ? sin( 7π 7π ? β + θ ? ? ) ? sin( ? β ? ? )e ?θc tan? 6 6 1 ? e ?θc tan?

sin( 7π 7π ? β + θ ? ? ) ? sin( ? β ? ? )e ?θc tan? 6 6 e ?θc tan? n=

EM 2U 2 cos? = ³ Ce Ce Id =

3 2U2 7π 7π C [cos( ? β ) ? cos( ? β +θ ) ? e θn] 2πZ cos? 6 6 2U2 2-121 2.8.2

工作于有源逆变状态时

逆变电流断续时电动机的机械特 性，与整流时十分相似： β '增大方向 α 增大方向 β 增大方向 Id

理想空载转速上翘很多，机械特 性变软，且呈现非线性。 逆变状态的机械特性是整流状态 的延续。 纵观控制角 α变化时，机械特性得 变化。 反组变流器 n

正组变流器

β'1 β'2 β'3 β'4

α1 α2 α3 α4 α =β = π 2 2

α '=β '= π α '增大方向

α'4 α'3 α'2 α'1 α1=β '1;α '1=β1 α2=β '2;α '2=β2 β4 β3 β2 β1

第1、4象限中和第3、2象限中的特 性是分别属于两组变流器的，它们 输出整流电压的极性彼此相反，故 分别标以正组和反组变流器。 电动机在四象限中的机械特性

2-122

2.8.3 直流可逆电力拖动系统

右图a与b是两组反并联的可逆电路 a三相半波有环流接 线 b三相全控桥无环流 接线 c对应电动机四象限 运行时两组变流器 工作情况 两组变流器的反并联可逆线路 2-123

2.8.3 直流可逆电力拖动系统

两套变流装置反并联连接的可逆电路的相关概念 两套变流装置反并联 和结论：

环流是指只在两组变流器之间流动而不经过负载的电流。 环流 正向运行时由正组变流器供电；反向运行时，则由反组变 流器供电。 根据对环流的处理方法，反并联可逆电路又可分为不同的 控制方案，如配合控制有环流（ α = β ）、可控环流、逻 （ 辑控制无环流和错位控制无环流等。 电动机都可四象限运行 四象限运行。 四象限运行 可根据电动机所需运转状态来决定哪一组变流器工作及其 工作状态：整流或逆变。 2-124

2.8.3 直流可逆电力拖动系统

直流可逆拖动系统，除能方便地实现正反转外， 还能实现电动机的回馈制动。 电动机反向过程分析： 电动机反向过程分析：详见P89 α=β 配合控制的有环流可逆系统

对正、反两组变流器同时输入触发脉冲，并严格保证a=β 的配合控制关系 。 假设正组为整流，反组为逆变，即有a P=β Ν ，UdαP=UdβN， α β 且极性相抵，两组变流器之间没有直流环流。 但两组变流器的输出电压瞬时值不等，会产生脉动环流。 串入环流电抗器LC限制环流。 2-125

2.8.3 直流可逆电力拖动系统 逻辑无环流可逆系统

工程上使用较广泛，不需设置环流电抗器。 只有一组桥投入工作（另一组关断），两组桥之间 不存在环流。 两组桥之间的切换过程： 两组桥之间的切换 首先应使已导通桥的晶闸管断流，要妥当处理使主回路 电流变为零，使原导通晶闸管恢复阻断能力。 随后再开通原封锁着的晶闸管，使其触发导通。 这种无环流可逆系统中，变流器之间的切换过程由逻辑 单元控制，称为逻辑控制无环流 逻辑控制无环流系统。 逻辑控制无环流

直流可逆电力拖动系统，将在后继课“电力拖动 自动控制系统”中进一步分析讨论。 2-126 2.9

相控电路的驱动控制

2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路 2.9.2 集成触发器 2.9.3 触发电路的定相 2-127 2.9

相控电路： 相控电路：

相控电路的驱动控制²引言 相控电路的驱动控制 引言 晶闸管可控整流电路，通过控制触发角α的大小即控制触发 脉冲起始相位来控制输出电压大小。 采用晶闸管相控方式时的交流电力变换电路和交交变频电路 （第4章）。 相控电路的驱动控制

为保证相控电路正常工作，很重要的是应保证按触发角α的大 小在正确的时刻向电路中

的晶闸管施加有效的触发脉冲。 晶闸管相控电路，习惯称为触发电路。 大、中功率的变流器广泛应用的是晶体管触发电路， 其中以同步信号为锯齿波的触发电路应用最多。 2-128

2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路

输出可为双窄脉冲（适用于有两个晶闸管同时导通 的电路），也可为单窄脉冲。 三个基本环节：脉冲的形成与放大、锯齿波的形成 和脉冲移相、同步环节。此外，还有强触发和双窄 脉冲形成环节。

同步信号为锯齿波的触发电路 2-129 2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路 1) 脉冲形成环节

+15V R15 VD 11~VD 14 220V 36V VD 7 RP2 VS R3 V1 R1 I1c V3 TS VD 1 VD 2 Q uts C1 R2 R4 V2 R7 C2 R5 R8 up RP1 uco -15V X Y -15V 接封锁信号 R6 V4 R17 C3 VD 10 V6 VD 5 R9 A VD 4 R11 C3 V5 R10 VD 6 R12 R13 C5 V7 V8 R14 VD 9 R16 C7 + C6 VD 15 B TP VD 8 +15V R18

V4、V5 —脉冲形成 V7、V8 — 脉冲放大 控制电压uco加在V4 基极上 R

同步信号为锯齿波的触发电路 脉冲前沿由V4导通时刻确定，脉冲宽度与反向充电回路时间 常数R11C3有关。 电路的触发脉冲由脉冲变压器TP二次侧输出，其一次绕组接 在V8集电极电路中。 2-130

2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路 2) 锯齿波的形成和脉冲移相环节

锯齿波电压形成的方案较多，如采用自举式电 路、恒流源电路等；本电路采用恒流源电路。

恒流源电路方案， 恒流源电路方案 由V1、V2、V3和C2等元件组成 V1、VS、RP2和R3为一恒流源电路 2-131

同步信号为锯齿波的触发电路

2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路 3) 同步环节

同步——要求触发脉冲的频率与主电路电源的频率相 同步 同且相位关系确定。 锯齿波是由开关V2管来控制的。

V2开关的频率就是锯齿波的频率 锯齿波的频率——由同步变压器所接的交流 锯齿波的频率 电压决定。 V2由导通变截止期间产生锯齿波——锯齿波起点 锯齿波起点基本就是同步 锯齿波起点 电压由正变负的过零点。 V2截止状态持续的时间就是锯齿波的宽度 锯齿波的宽度——取决于充电时间 锯齿波的宽度 常数R1C1。 2-132

2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路 4) 双窄脉冲形成环节

内双脉冲电路 V5、V6构成“或”门

当V5、V6都导通时，V7、V8都截止，没有脉冲输出。 只要V5、V6有一个截止，都会使V7、V8导通，有脉冲输出。 第一个脉冲由本相触发单元的uco对应的控制角α 产生。 隔60°的第二个脉冲是由滞后60°相位的后一相触发单元产生 ° ° （通过 6）。 通过V 通

过

三相桥式全控整流电路的情况(自学) 2-133 2.9.2

集成触发器

可靠性高，技术性能好，体积小，功耗低，调试方便。 晶闸管触发电路的集成化已逐渐普及，已逐步取代分立式电 路。 KJ004

与分立元件的锯齿波移相触发电路相似,分为同步、锯齿波形 成、移相、脉冲形成、脉冲分选及脉冲放大几个环节。

R12 R1 R3 R4 R6 R7 R8 VS 1 VS 2 VS 3 V1 VS 4 R5 V2 V3 5 R23 +15V RP1 R24 ub R2 VS 5 3 4 C1 R26 R25 uco R27 9 11 C2 12 13 R28 V4 V18 V19 V5 VD 1 R10 V20 R19 V6 R13 R11 R14 V 5V 4 D D V17 VD 2 V 3 D R15 V 6 D VS 6 R16 VD 7 VS 8 R20 14 +15V R18 VS 7 V8 R17 V14 R21 V13 V15 V9 V10 V11 1 16 +15V R20 8 RP4 us 7 V7

VS 9 V12 R22 V16 15

KJ004电路原理图 2-134 2.9.2

集成触发器

完整的三相全控桥触发电路

3个KJ004集成块和1个KJ041集成块，可形成六路双脉冲， 再由六个晶体管进行脉冲放大即可。

usa -15V R19 uco RP4 RP1 R16 C4 8 7 6 5 4 3 2 1 usb usc

R13 R1 R7

9 10 11 12 13 14 15 16 R20 RP5 R4 C5 C1 R14 RP2 R17 8 7 6 5 4 3 2 1 R21 RP6 R2 R8

9 10 11 12 13 14 15 16 R15 RP3 R18 R9

9 10 11 12 13 14 15 16 up R3 R6 C3 R5 C6 C2 C7 +15V R10 C8 R11 C9

8 7 6 5 4 3 2 1 K0 4 J0

K0 4 J0 K0 4 J0 R12

(1~ 6脚为6路单脉冲输入) 1 2 3 4 5 6 1 1 7 1 0 KJ041

1 6 1 5 1 4 1 3 1 2 8

(15~10 脚为6路双脉冲输出)

至VT 1 至VT 2 至VT 3 至VT 4 至VT 5 至VT 6 三相全控桥整流电路的集成触发电路 2-135 9 2.9.2

集成触发器

KJ041内部是由12个二极管构成的6个或门。 也有厂家生产了将上面图中全部电路集成的集成 块，但目前应用还不多。 模拟与数字触发电路

以上触发电路为 模拟 模拟的，优点：结构简单、可靠； 缺点：易受电网电压影响，触发脉冲不对称度较高， 可达3°~4°，精度低。 数字触发电路：脉冲对称度很好，如基于8位单片机的 数字 数字触发器精度可达0.7°~1.5°。 ° ° 2-136 2.9.3

触发电路的定相

触发电路的定相——触发电路应保证每个晶闸管触 发脉冲与施加于晶闸管的交流电压保持固定、正确 的相位关系。 措施： 措施： 同步变压器原边接入为主电路供电的电网，保证频率一致。 触发电路定相的关键是确定同步信号与晶闸管阳极电压的 关系。 u2 ua ub uc O ω t1 -u a ωt2 ωt

三相全控桥中同步电压与主电路电压关系示意图 2-137 2.9.3

触发电路的定相

变压器接法：主电路整流变压器为D,y-11联结，同 步变压器为D,y-11,5联结。

uA uB uC UAB Ua Usa TR D,y 11 ua ub TS D,y 5-11 uc - usa - usc - usb - usb - usa - usc Uc Usc -U sa -Usc Usb Ub

-Usb

同步变压器和整流变压器的接法及矢量图 2-138 2.9.3

晶闸管 主电路电压 同步电压 触发电路的定相

VT1 +ua -usa VT2 -uc +usc VT3 +ub -usb VT4 -ua +usa VT5 +uc -usc VT6 -ub +usb 三相全控桥各晶闸管的同步电压（采用上图变压器接法时）

为防止电网电压波形畸变对触发电路产生干扰，可对同 步电压进行R-C滤波，当R-C滤波器滞后角为60°时，同 步电压选取结果如下表所示。 三相桥各晶闸管的同步电压（有R-C滤波滞后60°）

晶闸管 主电路电压 同步电压 VT1 +ua +usb VT2 -uc -usa VT3 +ub +usc VT4 -ua -usb VT5 +uc +usa VT6 -ub -usc 2-139 本章小结

1) 可控整流电路，重点掌握：电力电子电路作为分段线 性电路进行分析的基本思想、单相全控桥式整流电路 和三相全控桥式整流电路的原理分析与计算、各种负 载对整流电路工作情况的影响； 2) 电容滤波的不可控整流电路的工作情况，重点了解其 工作特点； 3) 与整流电路相关的一些问题，包括：

(1)变压器漏抗对整流电路的影响，重点建立换相压降、重叠角等概 念，并掌握相关的计算，熟悉漏抗对整流电路工作情况的影响。 (2)整流电路的谐波和功率因数分析，重点掌握谐波的概念、各种整 流电路产生谐波情况的定性分析，功率因数分析的特点、各种整 流电路的功率因数分析。 2-140 本章小结

4) 大功率可控整流电路的接线形式及特点，熟悉双反星 形可控整流电路的工作情况，建立整流电路多重化的 概念。 可控整流电路的有源逆变工作状态，重点掌握产生有 源逆变的条件、三相可控整流电路有源逆变工作状态 的分析计算、逆变失败及最小逆变角的限制等。 晶闸管直流电动机系统的工作情况，重点掌握各种状 态时系统的特性，包括变流器的特性和电机的机械特 性等，了解可逆电力拖动系统的工作情况，建立环流 的概念。 用于晶闸管的触发电路。重点熟悉锯齿波移相的触发 电路的原理，了解集成触发芯片及其组成的三相桥式 全控整流电路的触发电路，建立同步的概念，掌握同 步电压信号的选取方法 。 2-141 5) 6) 7) 1