一种高效三相单管DCM Boost PFC变换器[发明专利]

(12)发明专利申请

(10)申请公布号(10)申请公布号 CN 1047343 A (43)申请公布日(43)申请公布日 2015.06.24

(21)申请号 201510124238.X(22)申请日 2015.03.20

(71)申请人南京理工大学

地址210094 江苏省南京市孝陵卫200号(72)发明人姚凯 孟庆赛 王祎 王小平

李辉(74)专利代理机构南京理工大学专利中心

32203

代理人朱显国(51)Int.Cl.

H02M 7/217(2006.01)H02M 1/42(2007.01)

权利要求书2页 说明书14页 附图11页

()发明名称

一种高效三相单管DCM Boost PFC变换器(57)摘要

本发明公开了一种高效三相单管DCM Boost PFC变换器，包括主功率电路和控制电路，控制电路中分压电路的输出端A连接减法电路的输入端，输出电压采样电路的输出端C分别与减法电路的输入端、乘法器的第三输入端连接，减法电路的输出端B与乘法器的第一输入端连接，误差调节电路的输出端与乘法器的第二输入端相连接，乘法器的输出端P依次经PWM IC芯片、开关管驱动接入主功率电路开关管Qb的门极。本发明在保持变换器工作在DCM模式的前提下，最大程度的增大临界电感值，减小电感电流有效值及峰值，从而降低主功率器件的导通损耗和开关管的关断损耗，提高变换效率。 C N 1 0 4 7 3 4 5 4 3 A CN 1047343 A

权 利 要 求 书

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1.一种高效三相单管DCM Boost PFC变换器，其特征在于，包括主功率电路(1)和控制电路，所述主功率电路(1)包括三相输入电压源va、vb、vc，EMI滤波器，整流二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6，Boost电感La、Lb、Lc，开关管Qb，二极管Db，储能电容Co，负载RLd，其中输入电压源va、vb、vc与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的各输出端口分别与三个Boost电感La、Lb、Lc的一端连接，Boost电感La、Lb、Lc的另一端分别连接三相桥式整流电路的各输入端，三相桥式整流电路的输出负极为参考电位零点，三相桥式整流电路的输出正极分别接入开关管Qb的漏极和二极管Db的阳极，开关管Qb的源极与参考电位零点连接，二极管Db的阴极分别接入储能电容Co的阳极和负载RLd的一端，储能电容Co的阴极和负载RLd的另一端均与参考电位零点连接，负载RLd的两端电压为输出电压Vo；所述的控制电路包括输入电压采样电路(2)、分压电路(3)、输出电压采样电路(4)、减法电路(5)、误差调节电路(6)、乘法器(7)、PWM脉冲产生电路(8)、开关管驱动(9)，其中输入电压采样电路(2)的输出端与分压电路(3)的输入端相连，分压电路(3)的输出端A连接减法电路(5)的输入端，输出电压采样电路(4)的输出端C与减法电路(5)的输入端、乘法器(7)的第三输入端vz连接，减法电路(5)的输出端B与乘法器(7)的第一输入端vx连接，误差调节电路(6)的输出端vEA与乘法器(7)的第二输入端vy相连接，乘法器(7)的输出端P与PWM IC芯片(8)的输入端相连接，PWM IC芯片(8)的输出端与开关管驱动(9)的输入端连接，开关管驱动(9)的输出端与开关管Qb的门极连接。

2.根据权利要求1所述的高效三相单管DCM Boost PFC变换器，其特征在于，所述的输入电压采样电路(2)包括第七二极管D7、第八二极管D8、第九二极管D9、第十二极管D10、第十一二极管D11、第十二二极管D12；其中第七二极管D7的阳极和第十二极管D10的阴极与a相输入电压源va连接，第九二极管D9的阳极和第十二二极管D12的阴极与b相输入电压源vb连接，第十一二极管D11的阳极和第八二极管D8的阴极与c相输入电压源vc连接，第七二极管D7的阴极、第九二极管D9的阴极、第十一二极管D11的阴极相连公共端作为整流输出电压的正极，第八二极管D8的阳极、第十二极管D10的阳极、第十二二极管D12的阳极相连公共端作为整流输出电压的负极。

3.根据权利要求1所述的高效三相单管DCM Boost PFC变换器，其特征在于，所述的分压电路(3)包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第一运算放大器A1；其中第一电阻R1一端与整流输出电压的正极相连，第一电阻R1的另一端分别与第二电阻R2、第六电阻R6的一端相连，第二电阻R2的另一端分别与第三电阻R3、第四电阻R4的一端相连，第三电阻R3的另一端与整流输出电压的负极相连，第四电阻R4的另一端连接第五电阻R5和第一运算放大器A1的反向输入端，第五电阻R5的另一端与第一运算放大器A1的输出端A相连，第六电阻R6的另一端连接第七电阻R7和第一运算放大器A1的正向输入端，第七电阻R7的另一端接参考电位零点。

4.根据权利要求1所述的高效三相单管DCM Boost PFC变换器，其特征在于，所述的输出电压采样电路(4)包括第八电阻R8、第九电阻R9、第三运算放大器A3；其中第八电阻R8一端与主电路输出电压Vo正极相连接、另一端接入第三运算放大器A3的正向输入端，第九电阻R9一端与第三运算放大器A3的正向输入端连接、另一端接入参考电位零点，第三运算放大器A3的反向输入端和输出端C之间相连。

5.根据权利要求1所述的高效三相单管DCM Boost PFC变换器，其特征在于，所述减法

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权 利 要 求 书

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电路(5)包括第十电阻R10、第十一电阻R11、第十二电阻R12、第十三电阻R13、第二运算放大器A2；其中第十电阻R10一端与第三运算放大器A3输出端C连接，另一端连接到第二运算放大器A2的正向输入端，第十一电阻R11一端连接到第二运算放大器A2的正向输入端、另一端与参考电位零点连接，第十二电阻R12一端与第一运算放大器A1输出端A连接、另一端连接到第二运算放大器A2的反向输入端，第十三电阻R13连接到第二运算放大器A2的反向输入端与输出端B之间。

6.根据权利要求1所述的高效三相单管DCM Boost PFC变换器，其特征在于，所述误差调节电路(6)包括第十四电阻R14、第十五电阻R15、第十六电阻R16、第一电容C1、第四运算放大器A4；第十四电阻R14一端与输出电压Vo正极连接、另一端与第四运算放大器A4的反向输入端连接，第十五电阻R15一端与第四运算放大器A4的反向输入端连接、另一端接入参考电位零点，第十六电阻R16与第一电容C1串联后接入第四运算放大器A4的反向输入端和输出端之间，第四运算放大器A4的正向输入端与输入电压参考点Vog连接。

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说 明 书

一种高效三相单管DCM Boost PFC变换器

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技术领域

本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器领域，特别是一种高效三相单管DCM Boost PFC变换器。

[0001]

背景技术

功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)变换器可以减小输入电流谐波，

提高输入功率因数，已得到广泛应用，三相单管DCM Boost PFC变化器具有开关管零电流开通、无二极管反向恢复、开关频率恒定、控制简单、成本低等优点，但是当在半个输入周期内占空比恒定时，输入电流谐波含量较大。输入电流主要含有与基波电流相位相差π的五次谐波，不仅功率因数较低，且使输入功率脉动变大，因而输出电压纹波高，需要更大的输出储能电容，变换器效率较低。由于工作在断续模式，能量的传输未占满整个开关周期，三相单管DCM Boost PFC变换器的电感电流峰值及有效值较大，开关管和二极管亦然，在加重功率器件电流应力的同时，也带来导通损耗和开关管关断损耗的增加，影响效率的提高。

[0002]

发明内容

本发明的目的在于提供一种高效三相单管DCM Boost PFC变换器，使得满足电感电流断续的临界电感值增加，减小了电感电流有效值及峰值，从而降低了主功率器件的导通损耗和开关管的关断损耗，提高变换器的效率。[0004] 实现本发明目的的技术解决方案为：一种高效三相单管DCM Boost PFC变换器，包括主功率电路和控制电路，所述主功率电路包括三相输入电压源va、vb、vc，EMI滤波器，整流二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6，Boost电感La、Lb、Lc，开关管Qb，二极管Db，储能电容Co，负载RLd，其中输入电压源va、vb、vc与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的各输出端口分别与三个Boost电感La、Lb、Lc的一端连接，Boost电感La、Lb、Lc的另一端分别连接三相桥式整流电路的各输入端，三相桥式整流电路的输出负极为参考电位零点，三相桥式整流电路的输出正极分别接入开关管Qb的漏极和二极管Db的阳极，开关管Qb的源极与参考电位零点连接，二极管Db的阴极分别接入 储能电容Co的阳极和负载RLd的一端，储能电容Co的阴极和负载RLd的另一端均与参考电位零点连接，负载RLd的两端电压为输出电压Vo；[0005] 所述的控制电路包括输入电压采样电路、分压电路、输出电压采样电路、减法电路、误差调节电路、过零检测电路、乘法器、PWM IC芯片、开关管驱动，其中输入电压采样电路的输出端与分压电路的输入端相连，分压电路的输出端A连接减法电路的输入端，输出电压采样电路的输出端C与减法电路的输入端、乘法器的第三输入端vz连接，减法电路的输出端B与乘法器的第一输入端vx连接，误差调节电路的输出端vEA与乘法器的第二输入端vy相连接，乘法器的输出端P与PWM IC芯片的输入端相连接，PWM IC芯片的输出端与开关管驱动的输入端连接，开关管驱动的输出端与开关管Qb的门极连接。

[0003]

本发明与现有技术相比，其显著优点是：(1)临界电感值增大，电感电流峰值及有效值减小，主功率器件电流应力降低，变换器的效率提高；(2)输出电压纹波减小；(3)PF值

[0006]

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说 明 书

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略有提高，输入电流谐波满足IEC 61000-3-2，Class A标准。附图说明

图1是三相单管DCM Boost PFC变换器主电路示意图。

[0008] 图2是三相单管DCM Boost PFC变换器的三相交流输入电压波形图。[0009] 图3是[0，π/6]区间一个开关周期中各相电感电流波形图。[0010] 图4是各开关模态的等效电路示意图，其中(a)为开关管Qb导通时，整流二极管D1、D5、D4导通时的等效电路，(b)为开关管Qb关断，Db导通时的等效电路，(c)为ia下降到零后，D4和D5继续导通时的等效电路。

[0011] 图5是半个工频周期内a相电感电流波形示意图。[0012] 图6是两种控制方式下的PF值对比图。[0013] 图7是[0,π/6]区间内的β曲线示意图。

[0014] 图8是一个开关周期中各相电感电流波形示意图，其中(a)为工频周期中0附近开关周期内的电感电流波形图，(b)为工频周期中π/6附近开关周期内的电感电流波形图。

[0015] 图9是占空比变化规律示意图。

[0016] 图10是临界电感值与M和α的关系图，其中(a)为曲面图，(b)为曲线图。[0017] 图11是不同输入电压下的临界电感值示意图。

[0018] 图12是本发明高效三相单管DCM Boost PFC变换器的电路示意图。[0019] 图13是[0,π/6]内驱动信号和c相电感电流波形示意图，其中(a)为传统控制，(b)为维持原电感值不变的开关周期最优利用控制，(c)为电感值增大的开关周期最优利用控制。

[0020] 图14是半个工频周期中的输入电流波形示意图。[0021] 图15是5、7、11、13次谐波与基波幅值之比示意图。[0022] 图16是5、7、11、13次谐波有效值示意图。

[0023] 图17是不同输入电压下的电感电流有效值示意图。[0024] 图18是电感电流峰值示意图。

[0025] 图19是瞬时输入功率标幺值示意图。[0026] 图20是输出电压纹波示意图。

[0007]

具体实施方式

[0027] 1三相单管Boost PFC变换器的分析

[0028] 图1所示为三相单管DCM Boost PFC变换器主电路，其中，La＝Lb＝Lc＝L。图2给出了三相交流输入电压的波形。在[0,π/6]区间内，一个开关周期中各相电感电流的波形如图3所示。

[0029] 定义三相交流输入电压为

va＝Vmsinωt (1)

[0031] vb＝Vm sin(ωt-2π/3) (2)[0032] vc＝Vmsin(ωt+2π/3) (3)

[0030]

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其中Vm和ω分别为输入电压的幅值和角频率。[0034] 显然，三相交流电压和电流始终满足：[0035] va+vb+vc＝0 (4)[0036] ia+ib+ic＝0 (5)

[0037] 图2给出了三相交流输入电压的波形。为了便于后面分析，可以将一个工频周期分成相等的12个区间，每个区间为π/6，其特点是各相电压的正负及绝对值大小关系不变。在[0，π/6]区间内，一个开关周期中各相电感电流的波形如图3所示。[0038] 当开关管Qb导通时，整流二极管D1、D5、D4导通。图4(a)为等效电路，从中可得：[0039] va-Ldia/dt＝vb-Ldib/dt＝vc-Ldic/dt (6)[0040] 由式(4)～式(6)可得三相电感电流上升率为：

[0041] dia/dt＝va/L dib/dt＝vb/L dic/dt＝vc/L (7)[0042] 当Qb关断时，三相电感电流分别达到其峰值，即

[0043] iap1＝DyTs·dia/dt＝vaDyTs/L (8(a))[0044] ibp1＝DyTs·dib/dt＝vbDyTs/L (8(b))[0045] icp1＝DyTs·dic/dt＝vcDyTs/L (8(c))[0046] 式中Dy为Qb的占空比，Ts为开关周期。[0047] 当Qb关断时，Db导通。图4(b)为等效电路，从中可得：[0048] va-vb-Vo＝L(dia/dt-dib/dt) (9(a))[0049] vc-vb-Vo＝L(dic/dt-dib/dt) (9(b))[0050] 其中Vo为输出电压。[0051] 由式(4)、(5)和(9)可得各相电感电流下降率：[0052] dia/dt＝(va-Vo/3)/L (10(a))[0053] dib/dt＝(vb+2Vo/3)/L (10(b))[00] dic/dt＝(vc-Vo/3)/L (10(c))[0055] [0,π/6]区间内，a相电压绝对值最小，其存储的能量也最小，而由式(10)可知ia的下降率最大，因此ia最先下降到零，其下降到零对应的占空比DR1为：

[0056] [0057] [0058]

当ia下降到零时，ib和ic的大小分别为：

[0059]

当ia下降到零后，仅b相和c相工作，D4和D5继续导通，ib和ic继续线性下降。图4(c)为等效电路，从中可得

[0061] vc-vb-Vo＝L(dic/dt-dib/dt) (13(a))[0062] ib＝-ic (13(b))[0063] 由式(13)可得电感电流的下降斜率为：

[00] dib/dt＝-dic/dt＝(Vo+vb-vc)/2L (14)

[0060]

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由式(12)和(14)可得ia下降到零后，ib和ic下降到零的时间所对应的占空比

DR2为：

[0066] [0067]

此后，三相电感电流均为零，输出滤波电容向负载供电，直至下一个开关周期到从图3可以看出，[0,π/6]区间内，一个开关周期内三相电感电流的平均值为：

来。

[0068] [0069]

[0070]

[0071]

[0072] [0073]

其中

fs为开关频率。

与[0,π/6]区间类似，也可以推出其他区间三相电感电流的平均值。在[0,π]内，ia的平均值即a相输入电流为

[0074] [0075]

其中

[0076]

[0077]

根据以上分析，可以画出[0,π]区间内ia的瞬时值、峰值包络线和平均值的波形，如图5所示。可以看出，ia的峰值包络线是正弦的，但平均值不是正弦形状，存在畸变。由于电感电流上升阶段，其平均值为正弦形式，而下降阶段斜率与M有关，M越大，下降越

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快，此阶段电感电流的平均值越接近于0。因此，M越大，ia的平均值越接近正弦。[0078] 由对称性，可在Tline/4(Tline是输入电压周期)内求a相的平均输入功率，由式(1)和式(17)可得：

[0079] [0080]

根据PF值计算公式，由式(17)和式(19)可得

[0081]

其中，Ia_rms为a相输入电流有效值。

[0083] 式(20)表明，当输出电压Vo一定时，PF值仅与输入电压有关，若Vo＝750V，根据该式可以作出PF的曲线，如图6中实线所示。可以看出，输入电压越高，PF值越低。[0084] 2开关周期最优利用控制方法[0085] 2.1开关周期最优利用率的提出[0086] 以[0,π/6]区间为例，由图3可以看出，a相电感电流最先下降到零，之后b相、c相电流同时下降到零。为了便于分析，提出开关周期利用率的概念，定义为β[0087] β＝Dy+DR1+DR2 (21)[0088] 将式(11)和式(15)代入式(21)，可得

[0082] [00]

为使电感电流断续，须满足β≤1。[0091] 假设变换器的效率为1，即输入平均功率等于输出功率，因而Pin_a＝Po/3。采用传统控制时，工频周期中的占空比不变，由式(19)可得

[0090] [0092]

[0093] [0094]

由式(22)、(23)可得

由上式可以看出，变换器参数一定时，[0,π/6]区间内，各个角度处所要求的临界电感值不同，其中，角度0处对应的临界电感值最小，即传统控制下的临界电感值为

[0095] [0096]

结合第六节所给出的变换器的设计参数，由式(25)可得图12，可以看出，传统控制下的临界电感值为186μH。将L1＝186μH和式(23)代入式(22)，可以作出各个输入电压下开关周期利用率在[0,π/6]区间内的变化曲线，如图7中β1所示。可见任意输入电压下，β1在[0,π/6]内成递减趋势，0处最大，即开关周期利用率最高，电感电流断续程

[0097]

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度最低，π/6处最小，即开关周期利用率最低，电感电流断续程度最高。

[0098] 图8给出了工频周期中0和π/6附近开关周期内的电感电流波形，作如下设想，保持传统控制下的临界电感值不变，在角度0附近略微减小占空比，则开关周期利用率也相应减小，电感电流断续程度提高；而为了保持输出功率不变，在角度π/6附近，需要相应略微增大占空比，开关周期利用率也相应增大，电感电流断续程度降低。在0和π/6附近进一步减小和增大占空比，那么相应角度附近的开关周期利用率将进一步减小和增大，电流断续程度也将进一步提高和降低。换言之，随着0和π/6附近的占空比之差逐步扩大，电感电流离临界连续较近的开关周期所处的工频角度逐渐从0附近过渡至π/6附近。可以 预见，在此过程中，存在按某规律变化的占空比，使得[0,π/6]内任意角度处的开关周期利用率都较小即电感电流断续程度较高，因而可以在传统控制的基础上增大临界电感值，以提高开关周期利用率和降低电感电流断续程度，从而减小电感电流峰值和有效值，提高变换效率。以下将对此详细分析。[0099] 根据以上设想，在0和π/6附近需要减小和增大占空比，与之类似可以得到[0,2π]内其他角度处所需的占空比变化趋势，即π/3、2π/3、π、4π/3、5π/3附近减小占空比，π/2、5π/6、7π/6、3π/2、11π/6附近增大占空比，鉴于三相电压整流输出的六脉波波形变化趋势与之相反，本文研究将其引入占空比的变化规律中，以实现开关周期最优利用控制，占空比的表达式为

[0100]

式中vg是三相输入电压整流后的电压，α为待定系数，D0与α、变换器输入及输出电压、输出功率、开关频率和电感值等参数有关。

[0102] 根据式(26)可以做出占空比的变化规律示意图，如图9所示。[0103] 2.2最大临界电感值的推导[0104] 以[0,π/6]区间为例，将式(26)代入式(22)，可得

[0101] [0105]

令

[0107] f(M,α,ωt)＝M(1-αcosωt)/(M-cosωt) (28)[0108] 对式(28)求偏导数

[0106] [0109]

[0110] 当0<α≤1/M时，f(M,α,ωt)单调递减，在ωt＝0处取得极大值；

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当1/M<α<1时，f(M,α,ωt)单调递增，在ωt＝π/6处取得极大值，即

[0111]

[0112] [0113]

由式(17)、式(19)和式(26)，可得

[0114] 为使电感电流断续，须满足β≤1。由式(27)、(30)和式(31)可得

[0115]

结合变换器的设计参数，由式(32)可以作出临界电感值与M和α的关系图，如图10所示，结合式(32)与图10可知，当0<α≤1/M时，L为增函数，当1/M<α<1时，L为减函数，因此α＝1/M时L取最大值。将α＝1/M代入式(26)和式(32)，可得开关周期最优利用控制的占空比和临界电感值分别为

[0116] [0117]

[0118]

结合变换器的设计参数，由式(34)可得图11。可以看出，开关周期最优利用控制

下的临界电感值为294μH，与定占空比相比，临界电感值大幅增加。[0120] 2.3控制电路

[0119]

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根据式(33)可以设计控制电路，如图12所示。三相输入电压经差分采样后在A点得到信号vA＝mvg(m为采样系数)。输出电压Vo经电阻R8和R9分压得vB＝mVo，vA与vB接入减法电路，R10＝R11＝R12＝R13，则输出为vC＝m(Vo-vg)。Vo通过R14与R15分压，和给定电压Vref相比较，经由R16与C1组成的调节器得到误差信号vEA，vB、vC与vEA接入乘法器，得到P点电位为：

[0122]

将P点电压与锯齿波进行交截，便可以获得式(33)所示的占空比。

[0124] 3性能对比

[0125] 3.1开关周期利用率

[0126] 结合变换器的设计参数，由式(27)和式(31)及α＝1/M可分别作出采用开关周期最优利用控制，电感值为186μH和294μH，输入电压为176V、220V和2V时的开关周期利用率，如图7中β2、β3所示。[0127] [0,π/6]内，每个开关周期中，a相电流最先降为零，而b相电流为负，为便于理解，给出传统控制，开关周期最优利用控制(维持原电感值不变和电感值增大)三种情况下，开关管驱动信号和c相电感电流波形示意图，如图13所示。[0128] 从图7中的曲线β1和图13(a)可以看出，传统控制下，在输入电压角度从0向π/6变化时，开关周期利用率逐渐减小，电感电流断续程度逐渐提高。0处的开关周期利用率最高，π/6处的最低。输入电压有效值越高，利用率最大与最小值之差越大。输入电压为2V时，0处的利用率为1。

[0129] 从图7中的曲线β2和图13(b)可以看出，采用开关周期最优利用控制时，若保持传统控制下的临界电感值不变，与(a)图相比，0角度附近的开关周期利用率减小，电感电流断续程度提高，π/6角度附近的变化相反。[0,π/6]内，任意角度处的开关周期利用率相等且小于1，因此，开关周期利用率有进一步提高的空间。[0130] 从图7中的曲线β3和图13(c)可以看出，采用开关周期最优利用控制且在相应的临界电感值下，[0,π/6]内，任意角度处的开关周期利用率相等，输入电压为2V时，利用率为1，输入电压为176V和220V时，利用率接近1。[0131] 3.2输入功率因数和电流谐波

[0132] 将式(23)和式(33)分别代入式(17)，得传统控制和开关周期最优利用控制下的输入电 流分别为

[0123] [0133] [0134]

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[0135] [0136]

其中

结合变换器的设计参数，由式(36)、(37)可以作出两种控制下的输入电流波形，如图14所示。

[0137] 由式(1)、和式(37)可得开关周期最优利用控制下的PF为

[0138]

根据式(38)作出采用开关周期最优利用控制时的PF值变化曲线，如图6所示，可以看出，与传统控制相比，采用开关周期最优利用控制后，PF值在整个输入电压范围内稍有提高。

[0140] 为了分析输入电流谐波，对其进行傅立叶分解

[0139] [0141] [0142]

其中

[0143]

将式(36)和(37)分别代入式(39)，可得两种控制方式下输入电流所含的各次谐波。其中，余弦、偶次正弦、三次及其倍数次正弦成分均为0，即[0145] an＝0(n＝0,1,2,...),b2n、3n＝0(n＝1,2,3...) (41)[0146] 图15给出了两种控制方式下输入电流中5、7、11、13次谐波与基波之比随输入电压变化的曲线(若比值为负，则说明该谐波的初始相位为π)。可见，采用开关周期最优利

[0144]

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用控制后，输入电流中5次和11次谐波含量减小，7次和13次谐波含量增加。[0147] 图16给出了最优开关周期利用控制方式下输入电流中5、7、11、13次谐波有效值曲线。根据IEC 61000-3-2，Class A对PFC变换器输入电流的规定，5、7、11、13次谐波有效值的绝对值应分别小于1.2、0.77、0.33、0.21A，可以看出，输入电流谐波满足标准要求。[0148] 3.3电感的设计与电感电流有效值及峰值的变化

[0149] 由第1节的分析可以写出[0,π/6]内一个开关周期中，a、b、c三相的电感电流瞬时值ia、ib、ic的表达式，将它们代入下式可以计算开关周期中三相电感电流的有效值分别为

[0150]

[0151]

[0152]

以a相为例分析电感电流在[0,π/2]区间内的有效值。如图2所示，将[0,π/2]

分为[0,π/6]、[π/6,π/3]和[π/3,π/2]三个区间，可以看出，a相电感电流在[π/6,π/3]和[π/3,π/2]内的有效值分别与[0,π/6]内c相和b相的电感电流有效值相等。

[01] 因而，工频周期内，电感电流有效值为

[0153] [0155] [0156]

根据式(1-3)、式(11)和式(15)，将式(23)、L1＝186μH和式(33)、L2＝294μH分别代入式(43)，结合变换器的设计参数，可以得到两种控制方式下电感电流有效值随输

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入电压的变化曲线，如图17所示。可以看出，与传统控制相比，开关周期最优利用控制下的电感电流有效值减小，从而开关管和二极管的电流有效值也相应减小，因此变换器的导通损耗降低，效率提高。[0157] 将式(23)、L1＝186μH和式(33)、L2＝294μH分别代入式(8)，可得输入电压为176V、220V和2V时，两种控制方式下的电感电流峰值在半个工频周中的变化曲线，如图18。可以看出，采用开关周期最优利用控制后，输入电压为176V和220V时，半个工频周期中任意角度处的电感电流峰值均降低，输入电压为2V时，仅π/6、π/2、5π/6附近的电流峰值升高，其余绝大部分角度处均降低，因而，开关管等主功率器件的电流应力降低，同时有利于减小开关管的关断损耗。[0158] 电感L的匝数N、绕组的截面积S、磁芯的填充系数Ku、磁芯气隙δ分别为

[0159] [0160] [0161]

[0162]

其中IL_pk_max为电感电流最大峰值，ΔB为磁通密度，Ae为磁芯有效面积，IL_rms_max为电感电流最大有效值，J为电流密度，Aw为磁芯窗口面积，μ0为磁导率。[01] 将式(44)和(45)代入式(46)可得

[0163] [0165] [0166] [0167]

将式(44)代入式(47)可得

将L1＝186μH、IL_pk_max＝14.8A、IL_rms_max＝5.1A和L2＝294μH、IL_pk_max＝13.1A、

IL_rms_max＝4.58A分别代入式(48)和(49)计算可得，采用开关周期最优利用控制后，磁芯的填充系数Ku和气隙δ基本不变，可以使用与传统控制相同的磁芯，电感体积与重量基本不变。其原因在于，尽管电感值增大，但其最大电流峰值和有效值降低。[0169] 3.4输出电压纹波的减小[0170] 以Po为基准，变换器的瞬时输入功率标幺值为

[0168] [0171]

a、b、c三相电压依次相差2π/3，从而输入电流也依次相差2π/3，因此，由式(36-37)可以得出b相和c相的输入电流iin_b和iin_c，代入式(50)可得传统控制和开关周

[0172]

期最优利用控制下的瞬时输入功率标幺值

[0173]

和输入电压为220V时，作出它们在工频

周期中的变化曲线，其周期为π/3，取[0,π/3]区间，如图19所示。

当

时，输出电容Co充电；当

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时，Co放电。假设从ωt＝0开始，和

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的波形与1的第一个交点对应的时间轴坐标分别为t1和t2，则储能电容Co在π/3内储存的最大能量标幺值(基准为该期间内的输出能量)分别为

[0174] [0175] [0176]

由电容能量计算公式，和也可表示为

[0177]

[0178]

[0179]

其中ΔVo1和ΔVo2分别为传统控制和开关周期最优利用控制下的输出电压纹波峰联立式(51)和(52)可得

峰值。

[0180] [0181] [0182]

结合变换器的设计参数，由式(53)可以作出不同输入电压下的输出电压纹波，如

图20所示。可以看出，采用开关周期最优利用控制后，输出电压纹波减小。[0184] 4本发明采用开关周期最优利用控制的三相单管Boost PFC变换器[0185] 结合图12，三相输入电压经差分采样后在A点得到整流输出电压信号vA＝mvg(m为采样系数)。输出电压Vo通过第八电阻R8与第九电阻R9分压，再经过第三运算放大器A3构成的电压跟随器得到输出电压采样信号vC＝mVo，其中R8/(R8+R9)＝m，vA与vC接入减法电路，其中R10＝R11＝R12＝R13，则输出为vB＝m(Vo-vg)。输出电压Vo通过第十四电阻R14与第十五电阻R15分压，和给定电压Vog相比较，经由第十六电阻R16与第一电容C1组成的调节器得到误差信号vEA，vB、vC与vEA接入乘法器，其输出vp＝vEA·vB/vC＝vEA(1-vg/Vo)，将vp与锯齿波交截即可得到如式(12)所示变化规律的占空比。其中vA、vB、vC、vEA、vp分别为

[0183]

分压电路3、减法电路5、输出电压采样电路4、误差调节电路6、乘法器7的输出电压。具体电路如下：

[0186] 本发明高效三相单管DCM Boost PFC变换器，包括主功率电路1和控制电路，所述主功率电路1包括三相输入电压源va、vb、vc，EMI滤波器，整流二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6，Boost电感La、Lb、Lc，开关管Qb，二极管Db，储能电容Co，负载RLd，其中输入电压源va、vb、vc与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的各输出端口分别与三个Boost电感La、Lb、Lc的一端连接，Boost电感La、Lb、Lc的另一端分别连接 三相桥式整流电路的各输入端，三相桥式整流电路的输出负极为参考电位零点，三相桥式整流电路的输出正极分别接入开关管Qb的漏极和二极管Db的阳极，开关管Qb的源极与参考电位零点连接，二极管Db的阴极分别

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接入储能电容Co的阳极和负载RLd的一端，储能电容Co的阴极和负载RLd的另一端均与参考电位零点连接，负载RLd的两端电压为输出电压Vo；所述的控制电路包括输入电压采样电路2、分压电路3、输出电压采样电路4、减法电路5、误差调节电路6、乘法器7、PWM脉冲产生电路8、开关管驱动9，其中输入电压采样电路2的输出端与分压电路3的输入端相连，分压电路3的输出端A连接减法电路5的输入端，输出电压采样电路4的输出端C与减法电路5的输入端、乘法器7的第三输入端vz连接，减法电路5的输出端B与乘法器7的第一输入端vx连接，误差调节电路6的输出端vEA与乘法器7的第二输入端vy相连接，乘法器7的输出端P与PWM IC芯片8的输入端相连接，PWM IC芯片8的输出端与开关管驱动9的输入端连接，开关管驱动9的输出端与开关管Qb的门极连接。[0187] 所述的输入电压采样电路2包括第七二极管D7、第八二极管D8、第九二极管D9、第十二极管D10、第十一二极管D11、第十二二极管D12；其中第七二极管D7的阳极和第十二极管D10的阴极与a相输入电压源va连接，第九二极管D9的阳极和第十二二极管D12的阴极与b相输入电压源vb连接，第十一二极管D11的阳极和第八二极管D8的阴极与c相输入电压源vc连接，第七二极管D7的阴极、第九二极管D9的阴极、第十一二极管D11的阴极相连公共端作为整流输出电压的正极，第八二极管D8的阳极、第十二极管D10的阳极、第十二二极管D12的阳极相连公共端作为整流输出电压的负极。[0188] 所述的分压电路3包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第一运算放大器A1；其中第一电阻R1一端与整流输出电压的正极相连，第一电阻R1的另一端分别与第二电阻R2、第六电阻R6的一端相连，第二电阻R2的另一端分别与第三电阻R3、第四电阻R4的一端相连，第三电阻R3的另一端与整流输出电压的负极相连，第四电阻R4的另一端连接第五电阻R5和第一运算放大器A1的反向输入端，第五电阻R5的另一端与第一运算放大器A1的输出端A相连，第六电阻R6的另一端连接第七电阻R7和第一运算放大器A1的正向输入端，第七电阻R7的另一端接参考电位零点。[01] 所述的输出电压采样电路4包括第八电阻R8、第九电阻R9、第三运算放大器A3；其中第八电阻R8一端与主电路输出电压Vo正极相连接、另一端接入第三运算放大器A3 的正向输入端，第九电阻R9一端与第三运算放大器A3的正向输入端连接、另一端接入参考电位零点，第三运算放大器A3的反向输入端和输出端C之间相连。[0190] 所述减法电路5包括第十电阻R10、第十一电阻R11、第十二电阻R12、第十三电阻R13、第二运算放大器A2；其中第十电阻R10一端与第三运算放大器A3输出端C连接，另一端连接到第二运算放大器A2的正向输入端，第十一电阻R11一端连接到第二运算放大器A2的正向输入端、另一端与参考电位零点连接，第十二电阻R12一端与第一运算放大器A1输出端A连接、另一端连接到第二运算放大器A2的反向输入端，第十三电阻R13连接到第二运算放大器A2的反向输入端与输出端B之间。

[0191] 所述的误差调节电路6包括第十四电阻R14、第十五电阻R15、第十六电阻R16、第一电容C1、第四运算放大器A4；第十四电阻R14一端与输出电压Vo正极连接、另一端与第四运算放大器A4的反向输入端连接，第十五电阻R15一端与第四运算放大器A4的反向输入端连接、另一端接入参考电位零点，第十六电阻R16与第一电容C1串联后接入第四运算放大器A4的反向输入端和输出端之间，第四运算放大器A4的正向输入端与输入电压参考点Vog连接。[0192] 综上所述，本发明高效三相单管DCM Boost PFC变换器，提出一种新的控制方法，

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与传统控制相比，使得满足电感电流断续的临界电感值增加，减小了电感电流有效值及峰值，从而降低了主功率器件的导通损耗和开关管的关断损耗，变换器的效率得以提高。另外，输入谐波电流满足IEC 61000-3-2 Class A标准，输出电压纹波略有减小。

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图1

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